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濾波電路范文第1篇

【關鍵詞】有源電力濾波器；諧波補償；級聯型多電平變流器；電流型有源電力濾波器；拓撲

1 引言

隨著電力電子技術的飛速發(fā)展，大功率開關器件被大量應用到各種電源裝置中，為各種設備提供了一個高速、高效、節(jié)能的控制手段。但是，由于利用開關的通斷對電能進行變換，必然會產生無功電流和高次諧波，引起波形失真，對電力系統(tǒng)各項設備及其用戶和通信線路產生日趨嚴重的有害影響。傳統(tǒng)的無源補償裝置是并聯電容器或LC濾波器，其阻抗固定，不能跟蹤負荷無功需求的變化，遠遠不能滿足電力系統(tǒng)對無功功率和諧波進行快速動態(tài)補償的要求。有源電力濾波器（簡稱APF）是一種用于動態(tài)抑制諧波和補償無功的新型電力電子裝置，它能對大小和頻率都變化的諧波和無功分量進行實時的補償，又被稱為靜止無功發(fā)生器（SVG）。作為柔流輸電系統(tǒng)（FACTS）中的重要部分，APF的研究受到了各國學者的高度重視。

如何實現大功率有源電力濾波器已取得了不少的研究成果。對于大容量的電力電子裝置，如果簡單地采用普通電路的主電路拓撲，則對所使用的電力電子器件在容量方面有比較高的要求。由于電力電子器件隨著容量的增大其所允許的開關頻率卻越來越低，而較低的開關頻率又直接影響有源電力濾波器的補償效果，所以在將有源電力濾波器用于大容量諧波補償時就面臨著器件開關頻率與容量之間的矛盾。為解決這一矛盾，國內外學者提出了各種性能優(yōu)越的有源濾波器主電路拓撲結構。要實現大容量的諧波補償或實現有源補償功能的多樣性，需要APF具有較大的裝置容量。但由于受目前電力電子器件功率、價格及其串并聯技術等的限制，這勢必使裝置初始投資變大，并且大容量的有源電力補償還將帶來大的損耗、大的電磁干擾以及制約APF的動態(tài)補償特性等問題。因此，各種性能優(yōu)越的混合型補償方案的研究應運而生。本文將幾種應用比較廣泛的拓撲進行歸攏比較，指出它們各自的優(yōu)缺點，并在此基礎上提出了基于載波相移技術的電流型APF和級聯型APF結構。

2 APF的工作原理及其分類

對APF可以這樣來定義：將系統(tǒng)中所含有害電流（高次諧波電流、無功電流及零序負序電流）檢出，并產生與其相反的補償電流，以抵消輸電線路中有害電流的半導體變流裝置。變流裝置在檢測系統(tǒng)的控制下將直流電能轉化為有害電流所需要的能量，或者說：補償裝置所產生的電流波形正好與有害電流的頻率幅值完全相同，而相位正好相差180°，從而達到了補償有害電流的效果。作為一種用于動態(tài)抑制諧波、補償無功的新型電力電子裝置，APF能對大小和頻率都變化的諧波以及變化的無功進行實時補償。它的主電路一般由PWM逆變器構成。根據逆變器直流側儲能元件的不同.可分為電壓型APF和電流型APF。。電壓型APF在工作時需對直流側電容電壓控制，使直流側電壓維持不變，因而逆變器交流側輸出為PWM電壓波。而電流型APF在工作時需對直流側電感電流進行控制，使直流側電流維持不變，因而逆變器交流側輸出為PWM電流波。電壓型APF的優(yōu)點是損耗較少，效率高，是目前國內外絕大多數APF采用的主電路結構。雖然電壓型APF在降低開關損耗、消除載波諧波方面占有一定優(yōu)勢，但電流型APF能夠直接輸出諧波電流，不僅可以補償正常的諧波，而且可以補償分數次諧波和超高次諧波，并且不會由于主電路開關器件的直通而發(fā)生短路故障，因而在可靠性和保護上占有較大的優(yōu)勢。隨著超導儲能磁體的研究，一旦超導儲能磁體實用化，必可取代大電感器，促使電流型APF的應用增多。

2.1 新型電流型APF

在許多文獻中，對電壓型的有源濾波器討論較多，主要原因是電壓型有源濾波器用電容儲存能量，其效率高于電感儲存能量。此外，電壓型變流器的交流增益較高。但是，電流型有源濾波器也有許多優(yōu)于電壓型有源濾波器的特點：

1）電流型有源濾波器直接控制電流，而電壓型有源濾波器通過控制電壓間接控制電流，對于并聯型有源濾波器場合，電流型有源濾波器有更好的電流控制能力；

2）電流型有源濾波器中，采用L-C濾波器，這種結構能在傳輸帶寬與抑制高次諧波之間做出較好的折中，在同樣的開關頻率和輸出相同的諧波能量時，電流型有源濾波器濾除開關諧波的效率高于電壓型有源濾波器；

3）電流型有源濾波器保護更容易，工作穩(wěn)定性更高。

載波相移SPWM技術的本質是自然采樣SPWM技術和多重化技術的有機組合，該技術可以在較低的器件開關頻率下取得與較高開關頻率等效的結果。不但使SPWM技術應用于特大功率場合成為可能，而且在提高裝置容量的同時，有效地減小了輸出諧波，提高了整個裝置的信號傳輸帶寬。這就解決了大功率裝置與器件開關頻率較低的矛盾，可使GTO等特大功率器件組成的變流器用于APF裝置。我們提出了一種實用于APF的基于載波相移SPWM技術的電流型變流器。與SPWM技術相比，采用這項技術來消除相同的諧波所需的開關頻率更低。

2.2 APF基本拓撲結構

根據APF與電力系統(tǒng)的連接方式可將其分為并聯型、串聯型及串-并聯混合型。并聯型APF，由于與系統(tǒng)并聯，可等效為一個受控電流源。并聯型APF可產生與負載諧波或無功電流大小相等、相位相反的補償電流，從而將電源側電流補償為正弦波。并聯型APF主要用于感性電流源型負載的諧波補償，目前技術上已相當成熟，投入運行的APF多為此方案。串聯型APF，通過變壓器串聯在電源與負載間，可等效為一受控電壓源，主要用于消除帶電容的二極管整流電路等電壓型諧波源負載對系統(tǒng)的影響，以及系統(tǒng)側電壓諧波與電壓波動對敏感負載的影響。串聯型APF中流過的是正常負載電流，損耗較大，而且投切、故障后退出及各種保護也較復雜。串-并聯型APF，其兼有串、并聯型APF的功能，可解決配電系統(tǒng)發(fā)生的絕大多數電能質量問題，具有較高性價比。

2.3 無源與有源混合型APF

大容量的有源濾波器由于造價高、功耗大，在實際應用中受到限制。為了獲得較好的濾波特性，又盡可能降低造價，人們開始研究無源與有源混合應用的方法，提出了串聯有源濾波器與并聯無源濾波器共用的方案；帶串聯L-C電路的有源濾波器方案；以及兩個有源濾波器與一組無源濾波器的電力線調節(jié)器方案。

綜合電力濾波系統(tǒng)主電路結構對于負載側的諧波電流源，有源濾波器被控制為一個等效諧波阻抗，它使無源和有源濾波器總的串聯諧波阻抗對各次諧波都為零，從而使所有的負載諧波電流全部流入無源濾波器支路，達到提高無源濾波器濾波效果的目的，此時有源濾波器的輸出補償電壓為所有負載諧波電流流過無源濾波器時產生的電壓。對于電源電壓中的畸變電壓，有源濾波器被控制產生與其相同的諧波補償電壓，以抑制電源電壓畸變產生的諧波電流。由于有源濾波器不是直接對諧波電流進行消除，而是起到提高無源濾波器濾波效果的目的，它所產生的補償電壓中不含有基波電網電壓，只含有諧波電壓，故其功率容量很小，具有良好的經濟性，適于對大容量的諧波負載進行補償，該混合電力濾波器的特點是：利用無源濾波網絡濾去5、7次等低次電流諧波，并進行基波無功功率的補償，使有源濾波器不直接承受電網電壓和負載的基波電流，僅起負載電流和電網電壓的高次諧波隔離器的作用，因而有源濾波器的容量可以設計得較小，利用串聯的有源濾波器增加高次諧波阻抗而對基波無影響的特性，可以改善無源濾波器的濾波效果，防止與電網之間發(fā)生諧振；同時，也避免了并聯有源濾波器的諧波電流注入并聯的無源濾波器形成諧波短路的現象，提高了有源濾波器的有限容量的利用率。但是，在該種拓撲中，有源濾波器的性能很大程度上決定于電流互感器的特性。

新型混合有源濾波器拓撲，該拓撲具有以下幾個優(yōu)點：

1）采用開關頻率較低的IGBT構成的逆變器來進行無功補償；

2）由開關頻率高，耐壓較低的MOSFET構成的逆變器進行諧波電流補償；

3）IGBT和MOSFET逆變器共享直流測電壓，簡化了控制；

4）IGBT直流側所需電壓可大大降低，因為它的主要作用是維持基波電壓。因而與傳統(tǒng)的APF相比，該APF系統(tǒng)工作的電壓等級更低；

5）高頻逆變器的輸出側采用變壓器隔離，可消除大部分干擾。

2.4 級聯型大功率APF

對于大功率的電力電子裝置，在使用有源電力濾波器進行諧波抑制和無功補償時，相應地要求有源電力濾波器要具有較大的容量。如前所述，當有源電力濾波器用于大容量諧波補償時將面臨著器件開關頻率與容量之間的矛盾。目前工業(yè)現場中常采用多臺小容量有源電力濾波器并聯，尤其對一些具有電流源性質的設備。這種方案的補償控制原理， APF是并聯型有源電力濾波器；K是投切開關。每個APF有各自的主電路和控制電路，各APF的控制和補償由其自身來完成。其優(yōu)點在于每個有源電力濾波器具有相對的獨立性，當其中某一個APF出現問題時，并不影響其它APF的工作。其不足之處主要在于各有源電力濾波器輸出的補償電流之間缺乏協調控制，波形沒有進一步改善，且控制電路的數量相對較多。近年來，為抑制大功率電力電子裝置諧波源所產生的諧波，已研究出多種多重化的主電路拓撲，比較有代表意義的是級聯型多電平變流器。這種變流器相對于二極管鉗位型多電平變流器、電容鉗位型多電平變流器，有以下優(yōu)勢：

1）開關器件和電容承受的負荷相同，器件開關頻率相同；

2）所用器件較少，為了獲得同樣的電平數在三者中使用的器件數最少；

3）輸出諧波低；

4）各模塊結構相同，可以實現模塊化設計和組裝，無須額外設置鉗位二極管或平衡電容，易于多重組合、安裝、調試；

5）這種結構可以利用軟開關技術，能夠減小緩沖電路的尺寸甚至可以采用無緩沖電路。

基于這種變流器，我們提出一種由級聯型變流器構成的并聯型APF。這種有源電力濾波器的特點是：

1）各單相全橋模塊的器件在基頻下開通關斷，所以電磁干擾和開關損耗小，效率高，而等效開關頻率高且不需要通過變壓器級聯；

2）解決了大功率裝置容量與器件開關頻率低的矛盾；

3）為了獲得同樣的電平數在多電平變流器中使用的器件數最少；

4）由于每個模塊采用相同的電路結構，可以實現模塊化設計和組裝，無須額外設置嵌位二極管或平衡電容，且開關管工作狀態(tài)和負荷一致；

5）基于低壓小容量變換器級聯的組成方式，技術成熟，易于模塊化，直流側容易實現電壓均衡；

6）可采用軟開關技術，以避免笨重、耗能的阻容吸收電路。

因此，由級聯型變流器構成的并聯型APF比較適合于中、低壓電網的無功補償和諧波抑制。

3 結語

濾波電路范文第2篇

【關鍵詞】憶阻器；濾波器；頻率特性

基于憶阻器的電學特性（以下討論中皆以M作為憶阻器的電學符號）與數學公式推導[1,3]，可以通過Pspice建立理想的憶阻器模型[2]。仿真表明，當輸入電壓為正時，電阻隨著電壓的增大而增大，但當電壓值正向減小時，相同的電壓值對應更大的電阻值。當輸入電壓為負時，電阻值隨著電壓的減小而減小，但當電壓負向增大時，相同的電壓值對應更大的憶阻器阻值。體現在波形中，憶阻器的伏安特性顯示為滯回曲線[3]。以下通過用憶阻器的模型代替RC電路中的電阻而構造出MC濾波電路。

1.RC和MC電路頻域濾波特性研究

利用已經在Pspice上構建好的的憶阻器模型搭建二階MC濾波電路，此憶阻器模型的Ron=1K，Roff=1000K，然后分別對二階RC和二階MC低通、高通、帶通三種濾波電路進行仿真，得出各種濾波電路的頻率特性曲線，并將二階RC、MC濾波電路的頻率特性曲線進行對比和分析，以及研究一階MC濾波電路頻率曲線的動態(tài)范圍與二階MC濾波電路頻率曲線的動態(tài)范圍的差別。

1.1 RC、MC低通濾波電路的研究

對一階RC濾波電路、MC濾波電路和二階RC濾波電路、MC濾波電路(代替R1或代替R2)都進行Pspice仿真，并計算各電路頻率特性曲線的3dB截止頻率，如表1。圖1中(a)為RC二階低通濾波電路，用憶阻器模型替代(a)中的R1和R2各仿真得出的頻率特性圖一樣。

(a) (b)

對比各濾波電路的頻率特性曲線，RC低通濾波電路的頻率特性是一條固定的曲線，而MC低通濾波電路的頻率特性則是一條變化的曲線，其曲線的變化范圍位于憶阻器的阻值為Ron和Roff時的曲線之間。由圖(b)可知，用憶阻器模型代替R1或R2時的低通頻率曲線無明顯區(qū)別。根據表得出1，二階MC低通電路的3dB截止頻率變化量比一階的要小。

1.2 RC、MC高通濾波電路的研究。

(a) (b)

對比各濾波頻率特性曲線，RC高通濾波電路的頻率特性曲線也是固定的，而MC低通濾波電路的頻率特性曲線也是變化的。由圖(b)可知，與低通濾波器相似，用憶阻器模型代替R1或代替R2時的高通頻率曲線也沒有明顯差別。根據表2，二階MC高通電路的3dB截止頻率變化量比一階變化的要小。

1.3二階RC、MC帶通濾波電路的研究

記錄了各電路頻率特性曲線的3dB通帶頻率及其帶寬。用憶阻器模型替代二階RC帶通電路中的中的R1和R2仿真得出的頻率特性圖差別較大，如圖3中的(a)、(b)圖。

(a) (b)

用憶阻器模型代替R1或代替R2時濾波電路的帶通頻率曲線不一致，且代替R1時的帶通頻率曲線的變化要大。由表3可知，替換R2的濾波特性曲線的帶寬變化范圍要大于替換R1的濾波特性曲線。

2.總結

通過以上對二階MC濾波電路的仿真結果與RC濾波電路、一階MC濾波電路的一些參數進行對比與分析，可以得出以下三個結論。

(1)無論一階還是二階濾波電路。RC濾波電路的頻率特性曲線不隨頻率的變化而變化，而MC濾波的各種電路都是一條變化的曲線，曲線的變化范圍由憶阻器的Ron和Roff有關。

(2)在二階低通和高通濾波電路中，用憶阻器代替原二階RC電路中任意一個的電阻，其頻率特性曲線的區(qū)別不大，而在帶通濾波電路中，其差別比較顯著。

(3)從表1和表2的數據分析得出，二階MC低通高通濾波電路的3dB截止頻率的變化量要小于一階MC低通高通濾波電路，即二階濾波電路的頻率特性曲線波動范圍比一階的小?？梢酝茢喑?，MC濾波電路的頻率特性曲線的波動范圍會隨著電路階數的增加而減小?！科]

【參考文獻】

［1］CHUA,L.O.Memristorthe missing circuit element.IEEE Trans.Circuit Theory,1971,vol. CT-18,no.5,p.507-519.

濾波電路范文第3篇

關鍵詞： 980 nm波長泵浦源； 恒流源； 溫度控制器； 單片機控制器

中圖分類號： TN248.4?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）13?0119?03

Design of driving circuit of low?power 980 nm laser diode

DONG Yang， CHEN Hai?yan， CHENG Chang?yan， HUANG Chun?xiong

（School of Physics Science and Technology， Yangtze University， Jingzhou 434023， China）

Abstract： The driving circuit of a low?power 980 nm LD used for the photonic generation microwave and millimeter wave signal sources was designed， which consists of protection circuit， feedback circuit， optical power detection， constant?current source design， temperature control circuit， MCU display circuit， etc. The circuit is used to derive the LDM9P903 butterfly LD. The output characteristics of 980 nm LD were tested.

Keywords： 980 nm LD； constant?current source； temperature controller； MCU controller

0 引 言

高性能的980 nm波長半導體激光器（LD）在激光器、光放大器、光信息處理等領域具有重要應用[1?5]。穩(wěn)定的驅動電路是實現高性能980 nm波長泵浦激光器的重要保證。由于LD對于電流變化的承受能力較差，微小的電流變化將導致光輸出的極大變化，這些變化直接危及器件的安全使用，因而在實際應用中對驅動電源的性能穩(wěn)定和安全保護有著很高的要求。為了保證激光器的穩(wěn)定工作、性能可靠和使用壽命長，需要設計出具有抗干擾能力強、具有保護特性的電源及驅動電路[6?10] 。

本文設計一種用于LDM9P603半導體激光器的驅動電路，該激光器的中心波長為980 nm，并對激光系統(tǒng)的輸出特性進行測試。

1 980 nm波長激光器系統(tǒng)的基本組成

980 nm波長泵浦激光器系統(tǒng)由電源、保護電路、激光二極管驅動電路、溫控電路及顯示電路組成。激光器系統(tǒng)選用LDM9P603半導體激光器作為系統(tǒng)光源，該激光器是一款具有14引腳的蝶形封裝激光器，其最大正向電流為192 mA，最大輸出功率為110 mW，閾值電流為15 mA，最大工作電壓1.5 V，中心波長為973 nm， 工作溫度范圍為-20 ℃～70 ℃。

2 電源及保護電路

電源電路的好壞直接影響系統(tǒng)工作的穩(wěn)定性，針對開關閉合和開啟會產生很大沖擊電流，導致半導體激光器損壞和電流不穩(wěn)定，進而會改變其輸出功率的特點，在設計電源電路的同時，采用慢啟動電路，電路原理圖如圖1所示。 用12 V的開關電源供電，濾波后經三端集成器U1（LM7806）轉變?yōu)? V電壓，通過電阻[R12]給大電容[C11]充電，電容[C12]連接三極管的基極，電容[C11]在充電的過程中電壓不斷升高使得功率管Q3，Q4的狀態(tài)由截止變?yōu)閷?，當電容充滿電時，功率管處于導通狀態(tài)，電壓輸出端輸出約5 V的電壓。在輸出端并聯幾個濾波電容，使輸出電壓紋波更小。該電路給激光器的驅動電路、溫控電路以及顯示電路供電。

3 電流可調驅動電路

半導體激光器在工作時要求工作電流非常穩(wěn)定，電路中的電流不受激光器的非線性特性影響，供電電路必須是低噪聲的恒流電路，電流可調驅動電路的原理圖如圖2所示，整個電路由上述慢啟動電路供電。

該電路為電流串聯負反饋電路，由[R8]采樣的電壓經過電壓跟隨器反饋給運算放大器的反向輸入端，正向輸入端接滑動變阻器，改變滑動變阻器阻值可以改變正向輸入電壓，[R8]的采樣電壓[U8]等于滑動變阻器輸入運放正向輸入端的電壓，范圍為0～2 V可調，通過[R8]的電流[I8=U8R8]變化范圍為0～200 mA，即通過LDM9P603的電流在0～200 mA范圍內連續(xù)可調。[R8]選用康銅絲作為采樣電阻，康銅電阻穩(wěn)定性好，電阻隨溫度變化小，Q3，Q4作為調整管，D2為開關二級管IN4148，用于減少電流的改變對激光器的損害。

4 溫控電路

溫控電路控制LD泵浦模塊的溫度變化響應，使熱電致冷器的驅動電流維持在合適的工作溫度，其核心部分是MAXIN公司的MAX1969芯片，如圖3所示。MAX1969是高度集成、高效率的脈沖寬度調制開關型驅動器，可以實現0.01 ℃的控制精度。采用直接電流控制，消除了熱電致冷器中的浪涌電流。

5 顯示電路

顯示電路如圖4所示，整個系統(tǒng)主要由8位單片機STC12C5A60S2和1602液晶顯示器構成，用于顯示激光器的工作電流與功率的大小，實時監(jiān)測激光器的工作狀態(tài)。STC12C5A60S2是一種增強型51單片機，不僅速度比89C52快，而且內部還集成了一個8通道的10位ADC，轉換速度為250 kHz，該ADC精度高，轉換速度較快，完全可以滿足測量要求。將一個精度較高、穩(wěn)定性好的小電阻[R1]與激光器串聯，通過單片機測量電阻[R1]兩端的電壓[U1，][U2，]激光器LD兩端的電壓[U2，][U3，]通過程序可以將流過激光器的電流和功率顯示在1602上，其中[I=（U1-U2）R，P=I（U2-U3） 。]

6 測試結果

圖5為980 nm波長泵浦激光器的輸出特性曲線。激光器的閾值在18 mA左右，當泵浦電流為150 mA時，泵浦激光器的輸出功率為54.5 mW。所得輸出功率比廠商所給出的參考值略偏小，這時由于測試光纖的熔接及活動跳線鏈接頭導致額外插入損耗，所得結果在可接受范圍之內。此外，對系統(tǒng)的穩(wěn)定性進行了測試，結果表明，系統(tǒng)連續(xù)工作0.5～4.5 h后，系統(tǒng)輸出電流沒有變化，表明驅動電源的電流穩(wěn)定性較好。

圖4 顯示電路

圖5 980 nm激光器輸出特性

7 結 語

設計了用于光生微波-毫米信號源的低功率980 nm波長泵浦激光器系統(tǒng)的驅動電路，并對激光器系統(tǒng)進行測試，測試結果表明，激光器的閾值在18 mA左右，當泵浦電流為150 mA時，泵浦激光器的輸出功率為54.5 mW。該激光器具有良好的溫度、電流穩(wěn)定性，制作成本低廉。

注：本文通訊作者為陳海燕。

參考文獻

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濾波電路范文第4篇

【關鍵詞】集成電路；穩(wěn)壓電路；顯示電路

1.引言

在電子技術中，頻率是最基本的參數之一，并且與許多電參量的測量方案、測量結果都有十分密切的關系，因此，頻率的測量就顯得更為重要。測量頻率的方法有多種，最初的經典的振簧式頻率表經電動式、鐵磁電動式結構的指針式型頻率表和后來發(fā)展到使用示波器。但不管使用哪一種，不僅體積大、價格昂貴，而且操作過程復雜，攜帶也不方便?，F在電子計數器測量頻率具有精度高、使用方便、測量迅速，以及便于實現測量過程自動化等優(yōu)點，是頻率測量的重要手段之一。頻率計作為電子測量和儀器儀表專業(yè)領域中的重要儀器要經常用于測量頻率、周期、頻率比和進行計數以及測量時間，文中應用數字電路知識設計出了數字頻率計。它不僅體積小、價格低廉，而且操作方便快捷，可以廣泛應用于計算機系統(tǒng)，通信廣播設備，生產自動化測控裝置，帶有LED，LCD數字顯示單元的多種儀器儀表以及諸多的科學技術領域。

2.設計基本框圖

數字頻率計的主要功能是測量周期信號的頻率。由于頻率和周期之間存在倒數關系（f=1/T），所以只要測得兩者中的一個，另一個可通過計算求得。頻率是在單位時間（1s）內信號周期性變化的次數。這里我們采用直接測在給定的1s時間內對信號波形計數，并將計數結果顯示出來，就能讀出被測信號的頻率。由于計數脈沖必須為方波信號，所以要用施米特觸發(fā)器對輸入波形進行整形放大。由于日常用交流電的頻率為50Hz，這里可以利用記數器記錄50個脈沖的時間作為秒脈沖信號。這個秒脈沖加到門與上就能控制檢測出待測信號在1秒內通過與門的個數，脈沖個數由計數器計數，結果由七段顯示器顯示。因此該頻率計電路由輸入整形電路，秒脈沖信號發(fā)生電路，計數器，顯示器等組成。

3.具體設計過程

3.1 放大整形電路

為了使放大器的輸出信號能與數字電路相適應，故采用低電壓（+5V），單電源運算放大器這里選用F158，整形器通常的是用施米特觸發(fā)器。施米特觸發(fā)器也可由555或其它門電路組成，在這個設計方案中將選用7555。

3.2 秒信號發(fā)生電路

（1）輸入電源

這里采用利用W78XX系列的三端穩(wěn)壓器將日用交流電（220V.50Hz）變壓后的電壓（5V，50Hz）作為秒信號發(fā)生電路的輸入電壓。W78XX系列的三端穩(wěn)壓器為固定式穩(wěn)壓電路穩(wěn)壓器，其輸出電壓有5V，6V，9V，12V，15V，18V和24V共7個檔次，型號后面的2個數字表示輸出電壓值。輸出電流分1.5A（W7800），0.5A（W78M00）和0.1A（W78L00）3個檔次。如W7805，表示輸出電壓為5V，輸出電流為1.5A。它因性能穩(wěn)定，價格低廉而得到廣泛的應用。

（2）秒信號產生

由于日常用交流電的頻率為50Hz，變壓后的5V交流電頻率仍為50Hz。這里可以利用記數器記錄50個脈沖的時間作為秒脈沖信號。在把信號送入記數器前仍要整形，這里仍采用555定時器與其它門電路組成整形電路。

3.3 主控門電路

該部分電路在整個電路中起著控制頻率計數的開始的作用，相當于一個開關電路。這部分由RS觸發(fā)器和一只反相器組成，原理如圖1所示。

在秒信號發(fā)生電路中，也有同樣的閘門電路來控制記數的開始和結束，只不過那里的開啟信號是待測信號。

3.4 計數，譯碼，顯示設計

這一部分是頻率計電路的核心部分，也是設計的重點。在這一部分中整形后的脈沖首先通過的計數器，計數器輸出的信號為8421BCD代碼，再經譯碼變成七段字形代碼，七段數碼管顯示出來。計數器選用十進制中規(guī)模集成計數器，在這兒選用74LS160，譯碼器選74LS48，顯示的為LED數碼管顯示器。這一部分的連線電路圖如圖2所示。

4.總電路圖

數字頻率計設計的總電路圖如圖3所示。本數字頻率計的主要功能是測量周期信號的頻率。當沒有信號輸入時，555定時器電路輸出低電平，通過RS觸發(fā)器使與門1關閉，則定時計數器不工作，電路處于不工作狀態(tài)。當有信號輸入時，通過與非門組成的施密特觸發(fā)器整形后輸出一個高電平，通過RS觸發(fā)器把與門1打開，此時定時計數器開始工作，同時，用于顯示的計數器也開始工作。在測頻率前首先要將頻率計上的復位開關按一下，讓內部的RS觸發(fā)器復位，而后開始測頻率。

5.結束語

該電路只可以測1～9999Hz范圍的頻率，如果想測更大范圍就需要對電路進行擴展?？梢栽谳斎胝蚊}沖后加一級分頻器，如果是10倍分頻，電路的測量范圍可以增加到10倍；還可以在定時整形脈沖后加倍頻器，如果是10倍頻，則電路的測量范圍可以增加到10倍。

利用數字電路知識設計了一種數字頻率計，它實際上就是一個脈沖計數器，即在單位時間里（如1秒）所統(tǒng)計的脈沖個數。電路由輸入整形電路、時鐘振蕩器、分頻電路、量程選擇開關電路和計數、譯碼、顯示電路等組成。本多功能數字頻率計電路設計的使用方便、體積小、成本低、測量誤差小，實用性強，可在1～9999Hz范圍內使用。雖然測量量程有限，但是可擴展性比較強。要想獲得較寬的量程可以對電路進行擴展。

參考文獻

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[2]皇甫正賢編著.數字集成電路基礎[M].南京：南京大學出版社，2002.

[3]施良駒編著.集成電路應用集錦[M].北京：電子工業(yè)出版社，1988.

[4]周仲編著.集成電路應用350例[M].北京：電子工業(yè)出版社，1988.

[5]童詩白，華成英.模擬電子技術基礎（第3版）[M].北京：高等教育出版社，2003.

濾波電路范文第5篇

【關鍵詞】微帶濾波器;低通分布參數

Abstract：This paper introduces the specific parameters of microstrip low-pass filter of the production process.Data generation and the lumped parameter and distributed parameter is introduced in detail.The simulation results show that the circuit and parameters of this design can satisfy the design index.This design method has significance to development of low-pass filter.

Key words：MicrostripFilter;Low-Pass;Distribution Parameter

1.設計指標

本文設計針對最高工作頻率為6GHz的微帶濾波器，微帶線基片厚度為1mm，相對介電常數為=2.65，預期最終達到以下指標：

（1）微帶線特性電阻為50。

（2）最高工作頻率為6GHz。

（3）帶內衰減為0.1dB。

（4）在頻率10GHz時衰減大于30dB。

（5）工作溫度：-45℃～+65℃。

2.集總參數濾波電路設計

為了保證濾波器在6GHz處也能滿足指標，特選取=6.5GHz，在=10GHz時，采用切比雪夫特性的濾波器，根據帶外衰減陡度的要求確定濾波器的節(jié)數n，衰減波紋為1db，查表得到低通原型濾波器歸一化元件參量值：

g1=2.1349 g2=1.0911 g3=3.0009 g4=1.0911 g5=2.1349 g6=1.0000

由歸一化元件參數值換算成實際濾波器的集中參數元件參量值后，得到：

由此在ADS上進行集總參數低通濾波器的仿真，仿真結果表明，在10GHz該電路雖然能達到30dB的衰減，但是在6GHz通帶內的帶內波紋系數太大，無法滿足預設的帶內0.1dB的衰減。

因此也證明隨著電路工作頻率的升高，不再適合于使用集總參數元件構造濾波電路。一般情況下，當工作頻率高于500MHz后，就不再適用于集總參數濾波電路。所以需要使用基于分布參數電路構建的濾波電路。

3.集總參數轉換為分布參數方法

1）Richards變換：即利用一定長度的終端開路或者終端短路無耗傳輸線構造等效的電容或者電感，從而可以實現使用分布式參數電路替換集總參數濾波電路中的相應原件。

2）Kuroda規(guī)則：即是一種利用單位元件進行電路變換的規(guī)則（如圖1所示）。

得到各個阻抗的大小值，乘以阻抗50得到真實阻抗值：Z1=Z5=2.468的實際值為123.4，Z2=Z4=0.412的實際值為20.6，Z3=0.3323的實際值為16.615，ZUE1=ZUE2=1.41的實際值為70.5，ZUE3=ZUE4=1.681的實際值為84.05。

圖1 微帶濾波器結構圖

利用Richards變換將電感用短路線代替，電容用開路線代替。利用Kuroda將串聯線變?yōu)椴⒙摼€段，在濾波器的輸入、輸出端口引入兩個單位元件，設計出的電路結構圖如圖1所示。

4.電路仿真設計

根據此設計結果，利用ADS軟件調用微帶部分的仿真結果進行聯合仿真，得到分布參數電路原理圖，進而得到版圖，如圖2所示，使用的板材是聚四氟乙烯玻璃纖維板F4B，相對介電常數εr為2.65，板厚1mm，覆銅厚度17um，結構。

圖2 微帶低通濾波電路

通過版圖仿真特性圖3，其S（2，1）可看出在6GHz里，通帶衰減很小，一過6GHz后，衰減開始增大，當頻率到達10GHz后達到了30db的衰減，基本滿足微帶線低通濾波器的設計要求。

圖3 版圖仿真特性圖

5.總結

本文對于低通濾波器的制作，突出了分布參數低通濾波電路在中高端頻率的優(yōu)點。介紹了集總參數到分布參數的轉換方法，其研究方法可以推廣到類似濾波器的開發(fā)。

參考文獻

[1]劉若冰，孫厚軍，等.X波段微帶高低阻抗線低通濾波器設計[J].微波學報，2012（8）：281-284.