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電流源范文第1篇

【關鍵詞】運算放大器；電流源；V-I轉(zhuǎn)換

電流源驅(qū)動電路是能夠?qū)ν廨敵隹烧{(diào)直流的電路，在各類控制系統(tǒng)中，線性電流源輸出驅(qū)動各種直流負載設備，這類負載對電源源的要求不同于一般電流源電路，直流驅(qū)動電路通常要求具有較高的精度且電流大小可調(diào)。本文介紹的V-I轉(zhuǎn)換電路。主要采用集成運放芯片和場效應管構成，電路設計簡單，元器件使用種類少，電流輸出精度高，滿足了高精度航空電機的使用要求。

1.系統(tǒng)方案

在本控制系統(tǒng)中，控制系統(tǒng)依據(jù)上位機發(fā)出的命令來驅(qū)動外部負載?？刂葡到y(tǒng)中的主控制器負責響應上位機命令輸出控制電壓信號，電流輸出單元中V-I變換電路將產(chǎn)生一個與控制電壓信號成正比的電流源，該電流源經(jīng)過接口防護電路輸出至電機負載。

本設計中關鍵電路是V-I轉(zhuǎn)換電路，通常設計的V-I轉(zhuǎn)換電路是采用XTR110、XTR112等國外集成芯片，通常這類芯片其輸出電流大小受制于芯片體積，輸出電流較小，同時這類進口元器件成本較高。而本文設計的V-I轉(zhuǎn)換電路是主要采用集成運放及場效應管構成，電路便于實現(xiàn)且成本較低。

圖1 系統(tǒng)結構框圖

2.數(shù)字控制電路

數(shù)字控制電路中主控制器完成控制命令的輸出及運算功能。D/A輸出電路將控制命令轉(zhuǎn)換為0～10V直流電壓輸出，D/A芯片選用AD公司的AD664，AD664芯片可同時產(chǎn)生四路相互獨立控制的電壓輸出，輸出精度選擇為12位，滿足控制電壓輸出的高精度要求。

A/D采集電路對輸出的電流源進行實時監(jiān)控，確保輸出的電流值與上位機的指令要求一致，A/D采集芯片選用AD公司的12位并行模/數(shù)轉(zhuǎn)換的單片集成電路AD1674。它采用逐次逼近工作方式，轉(zhuǎn)換速度快，采樣頻率可達100KHZ，且片內(nèi)自帶有采樣/保持器和具有三態(tài)輸出的緩沖器，電路設計簡單。

3.模擬調(diào)理單元

3.1 基本鏡像電流源

基本鏡像電流源原理圖如圖2所示。其中晶體管T1，T2參數(shù)完全相同，為晶體管電流放大系數(shù)，，ICEO為穿透電流，ICEO1=ICEO2，由于兩個晶體管具有相同的基-射極間電壓（VBE1=VBE2），故（IE1=IE2），（IC1=IC2），則當較大時，基極電流IB可以忽略，所以T2的集電極電流IC2近似等于基準電流IREF，即：

（1）

由上式可以看出，當R確定后IREF就確定了，也隨IREF而定。我們可以把IC2看作是IREF的鏡像，所以稱為鏡像電流源。

圖2 基本鏡像電流原理圖

3.2 V-I變換電路

圖3 V-I變換電路結構圖

根據(jù)基本鏡像電流源原理以及理想運放虛斷、虛短性質(zhì)，本文所設計的V-I變換電路如圖2所示，其中，第一部分電路中誤差放大器N1與晶體管Q1組成負反饋放大回路，通過負反饋的作用，使放大器N1工作在負反饋放大狀態(tài)，根據(jù)放大器虛斷、虛短特性：

放大器N1的同相輸入端和反相輸入端的電壓是相等的，即有晶體管Q1的射極電壓VE1等于輸入電壓VIN，則流過電阻R1兩端的電流如下：

IE1-VIN/R1 （2）

晶體Q1工作在放大狀態(tài)下，則有集電極電流IC1近似等于發(fā)射極電流IE1，即；

IC1-IE1 （3）

第二部分電路由誤差放大器N2和電阻R2、R3以及Q2構成鏡像電流源電路，由虛短定理，同相端和反相端的電壓差接近零，所以采樣電阻R2上的電壓降等于電阻R3上的電壓降，最后輸出電流IL通過功率管Q2進行電流源輸出。

（4）

電阻參數(shù)選擇如下：

R1=5000Ω，R2=500Ω，R3=10Ω；

VIN的輸入范圍為0～10V；則由公式4可知，則對應輸出電流的可調(diào)范圍為范圍為0～100mA；

3.3 測量保護電路

通過監(jiān)測電流或電壓來了解電路工作是否正常，對電路實現(xiàn)有效的控制，使電路運行正常。電流監(jiān)測器采用MAXIM公司的MAX4080，該芯片具有寬輸入共模電壓范圍（4.5～76V）；可單向或雙向監(jiān)測電流。

圖3中RSENSE是采樣電阻，RSENSE=10mΩ，VSENSE是檢測電壓（VSENSE=RSENSE×ISENSE），ISENSE是被監(jiān)測的電流。OUT端輸出的電壓VOUT=VSENSE×Av，式中Av為放大器的增益，本系統(tǒng)中Av=60。既有：

VOUT=RSENSE×ISENSE×Av （5）

本系統(tǒng)正常輸出電流源范圍為0～100mA，則VOUT的正常輸出范圍為0～60mV。

圖4 電流采樣電路圖

4.負載特性

電流輸出的外部接口為力矩電機。力矩電機作為電流負載，正常情況下線圈阻值為50Ω，系統(tǒng)要求在外部負載工作正常（50±10Ω）同時在外部短路情況下設備可進行保護及告警功能。

4.1 正常工作狀態(tài)

當正常工作時，外部負載的最大電阻為Rf=60Ω，此時可算出本系統(tǒng)所能輸出的最大電流：

IL=15V/（R3+R4+R5）=15/（10+0.01+60）=0.21A

（6）

此時運放的輸入電壓為15-10*0.21= 12.9V，滿足運放的工作條件。

經(jīng)過以上分析可以得出伺服閥負載為60Ω時，此時本系統(tǒng)可輸出的范圍是0mA～210mA，遠遠滿足系統(tǒng)要求（系統(tǒng)要求輸出0～100mA可調(diào)）。

4.2 外部負載短路

當伺服閥一個線圈短路時，此時系統(tǒng)所能輸出的最大電流：

IL=15V/（R3+R4）=15/（10+0.01）=1.49A （7）

采樣電阻R4為大功率精密采樣電阻，在此負載短路條件下可正常工作，反向保護二極管V1的額定電路為1.5A，在此負載短路條件下也可正常工作；

在此負載短路情況下，根據(jù)公式5計算可知此時VOUT為894mV，系統(tǒng)通過A/D采集結果判斷外部負載短路情況，及時切斷電流源輸出，系統(tǒng)完成短路保護。

5.誤差分析

由式（3）式可知輸出電流源IL只和電阻R1、R2、R3及VIN有關，與場效應管的參數(shù)無關。因此只要選擇合適的電阻和基準電壓VIN，就能實現(xiàn)線性電流源的輸出，由式（3）可知輸出電流源IL只與基準源電壓VIN成線性比例關系，在本系統(tǒng)中基準電壓VIN由數(shù)字控制單元發(fā)出的D/A電路發(fā)出，該部分誤差可以通過軟件參數(shù)調(diào)整來消除，因此電阻R1、R2、R3為最主要的誤差來源，為此電阻R1、R2、R3須選擇精度高、溫度系數(shù)小的材料類型的電阻。精密金屬膜電阻的溫度系數(shù)和時效變化都比較小，在本系統(tǒng)中電阻選用精度為：±0.05%；電阻溫度系數(shù)：±25ppm/℃。

在上述V-I變換電路中的運放的失調(diào)電壓、溫漂等均會影響電流源的精度，本電路中的放大器都工作在共模輸入狀態(tài)下，因此需選擇共模抑制比高、開環(huán)放大倍數(shù)大的運放，以減少輸出電流誤差。本設計采用NSC公司的LF147，該芯片為雙極性場效應晶體管（Bi-FET）的輸入級結構，輸入阻抗大于1012Ω，偏執(zhí)電流僅為50pA，失調(diào)電壓為5mV，具有高輸入阻抗、低輸入偏置電流[2]。

表1 電流源輸出值

理論值

實際值 0

（mA） 30

（mA） 60

（mA） 100

（mA）

A通道 0 29.52 69.48 99.45

B通道 0 29.60 69.30 99.22

C通道 0 29.61 69.53 99.44

D通道 0.06 29.91 69.85 99.90

6.測試驗證

測試驗證與誤差分析實驗測試結果如表1所示，負載電阻為50Ω，通過對4個通道的輸出值進行統(tǒng)計，滿量程最大偏差值為0.78%，測試的結果穩(wěn)定性好、精度較高，可以滿足高精度線性電流源的輸出要求。

7.結束語

本文在充分考慮低成本的條件下設計了由運算放大器及場效應管構成的鏡像電流源，該電路具有電路簡單、線性度高的特點，經(jīng)過測試證明該電流源精度高，穩(wěn)定性好，電流源的輸出電流對溫度、電源電壓、負載阻抗的變化及干擾有很強的抵抗能力，工程實用價值顯著。

參考文獻

[1]康華光，陳大欽.電子技術基礎[M].高等教育出版社.

電流源范文第2篇

關鍵詞：恒流源；大功率；步進

本設計采用ADuC812單片機作為整機的控制核心，通過單片機自帶的D/A轉(zhuǎn)換器輸出的模擬信號經(jīng)過放大器處理后控制大功率MOS管，使其輸出電流在200mA～2000mA之間。利用取樣電阻完成輸出電流/電壓轉(zhuǎn)換后送入A/D轉(zhuǎn)換器，實現(xiàn)單片機對輸出電流的實時檢測與顯示功能。另外，通過按鍵還可實現(xiàn)對輸出電流的步進加、減功能。

1 ADuC812單片機

ADuC812的內(nèi)核中，集成了一個高性能8位MCU，這個MCU帶有片內(nèi)可再編程的非易失性閃存/電擦除程序寄存器，并控制片內(nèi)多通道（8個輸入通道）的12位ADC。這樣大大減少了帶A/D、D/A轉(zhuǎn)換嵌入式控制系統(tǒng)的開發(fā)和設計成本，并且體積小，電路更加簡單化。

2 電源部分

本控制系統(tǒng)由單片機及其電路組成，需要+5V、±12V、+18V三組電源。+5V為微處理電路供電電源；±12V為穩(wěn)流電路電源，給放大器供電；+18V為提供基準電源，作為恒流源電源。

2.1 大功率電流源

改變負載電阻，輸出電壓要在10V以內(nèi)變化，而輸出的電流維持恒定，考慮到后續(xù)電路電能損耗以及其他設備的電能損耗，選擇18V的輸出電壓。

設計中選用由7818及大功率三極管構成的穩(wěn)壓電源，分別經(jīng)過交流變壓器、二極管橋式整流、阻容濾波，最后經(jīng)過三端穩(wěn)壓得到一穩(wěn)定的18V電源。由于7818在實際工作中不能提供足夠大的電流，為了能夠保證2A電流的輸出，在7818的輸出端接上一個大功率NPN型的三極管，經(jīng)過其電流放大后，得到3A（要求為2A，1A為余量）電流。

2.2 微處理電路供電電源

設計中采用+5V為微處理器供電，穩(wěn)壓器件選用LM7805，輸入端接入0.33uF的電容器，作用是抑制輸入的過電壓，保證LM7805的輸入-輸出電壓差不會瞬間超過允許值。而輸出端一般接入0.1uF的電容器，便可改善負載的瞬態(tài)相應，但是為了減小紋波電壓，有時在穩(wěn)壓器的輸出端并入一只大容量電解電容器。

2.3 放大器供電電路

設計中采用±12V給放大器供電，所采用的三端穩(wěn)壓器件為LM7812和LM7912。

使用電源變壓器將交流電網(wǎng)電壓220V變成要求的交流電壓，再通過橋式整流電路將交流電壓變成脈動的直流電壓。整流后的脈動的直流電壓通過濾波電路加以濾除，得到平滑的直流電壓。但這樣的電壓還隨電網(wǎng)的電壓波動、負載和溫度的變化而變化。因而在整流、濾波電路之后，還需接穩(wěn)壓電路。最終經(jīng)三端穩(wěn)壓器LM7812和LM7912分別輸出+12V、-12V電壓。

2.4 恒流電路模塊

恒流模塊是根據(jù)帶有放大環(huán)節(jié)的反饋調(diào)整型恒流電路原理制成。它由基準電壓源、比較放大器，調(diào)整單元和采樣單元等幾部分構成。直流電源的電壓擾動所引起的電流的變化通過內(nèi)部反饋得到抑制，比較放大器需選用低漂移高增益運算放大器。調(diào)整單元決定模塊的輸出電流容量和主要的電性能，本文以增強型MOS管IRF540作為調(diào)整管進行分析與設計實現(xiàn)恒流輸出。

3 顯示設計

測量和顯示范圍為200mA～2000mA，所以采用4位數(shù)顯示即可達到要求。本設計中采用MAX7219驅(qū)動器，可僅用3根信號線就可以實現(xiàn)數(shù)據(jù)的傳輸與顯示，MAX7219也可用來顯示四數(shù)位。

4 結論

ADuC812的應用開發(fā)比較方便，它的內(nèi)核是國內(nèi)技術人員都很熟悉的8051，現(xiàn)有的軟件都可以直接移植。由于 ADuC812 可通過特殊功能寄存器控制ADC、DAC、I2C等芯片，故其 A/D和D/A轉(zhuǎn)換程序、I2C控制程序都比傳統(tǒng)的8051加芯片的結構來得簡單、容易。因此，采用ADuC812作為本系統(tǒng)的核心芯片使設計變得簡單、方便、實用。

[參考文獻]

[1]李占師.中國電源產(chǎn)業(yè)的發(fā)展狀況與分析[N].中國電源學會，1995：1.

[2]王新.高精度高穩(wěn)定度電流源研究[D].華中科技大學碩士論文，1998年6月：3-4.

[3]線性電源、可控硅電源、開關電源電路簡介，http：///.

電流源范文第3篇

1 概述

AM442是一個用于處理差分電橋信號的電壓電流轉(zhuǎn)換接口集成電路。它不僅能通過二線制方式將輸入信號轉(zhuǎn)換成標準的4-20mA電流信號，而且也能通過三線制方式輸出0/4-20mA的電流信號。

AM442由三部分組成，一是用于差分信號放大的高精度前置放大器（I A），二是高度穩(wěn)定的可調(diào)參考電壓源（4.5～10V），該電壓源同時可作為外接器件的激勵電源，三是由電壓控制的電流輸出級，用于將電壓信號轉(zhuǎn)換成電流輸出(0/4-20mA，12±8mA輸出)。此外，AM442還有一個附加的可作為電壓源或電流源的運算放大器，因此AM442可以適應工業(yè)上的不同需求，此外，只要外接少量元件，就可使AM442成為一個用途廣泛的電壓電流轉(zhuǎn)換接口電路。

表1 AM442的引腳功能

管  腳名    稱簡    介1RS+檢測電阻+2Vcc工作電壓3RS-檢測電阻-4OUT輸出5CVREF電流電壓源6VCRET電流電壓源調(diào)節(jié)7SET輸出偏置電流設定8IN-反向信號輸入9IN+正向信號輸入10GAIN-增益調(diào)節(jié)11GAIN增益調(diào)節(jié)12GAIN+增益調(diào)節(jié)13VSET參考電壓選擇14GNDIC接地15VREF參考電壓源輸出16DIS輸出級控制2 引腳功能和主要特點

AM442的引腳圖如圖1所示。各引腳的詳細功能如表1所列。AM442有以下主要特點：

*工作電壓范圍寬達6～35V；

*工作溫度范圍為-40～+85℃；

*帶有4.5～10V可調(diào)的高度穩(wěn)定參考電壓源；

*帶有高精度前置放大器（輸入信號范圍大）；

*帶有附加的電壓和電流源；

*增閃系數(shù)和偏置可調(diào)；

*二線方式輸出為4～20mA；

*三線方式輸出為0/4～20mA；

*輸出電流范圍可調(diào)；

*內(nèi)置極性保護；

*過載時可自動切斷輸出電流（可選擇）；

*帶有過流和超溫保護功能。

3 電路原理

AM442是一個用于處理差分電橋信號的電壓/電流轉(zhuǎn)換接口集成電路。通過少量的外接元件就可以輸出電流，而且可在一個較大的范圍內(nèi)調(diào)整。除了外接電阻Ro到Rs和電容C1(C2)之外，要使電路正常工作，還需要一個外接的三極管和一個起保護作用的二極管（見圖2、圖3）。外接的三極管可降低AM442的耗散功率。同時，在選擇二極管和三極管時也要注意它們本身的耗散功率，AM442由三個基本單元組成，第一部分為輸入級，第二部分為輸出級，第三部分為可調(diào)的參考電壓源。其框圖如圖2所示。

3.1 輸入緩沖放大器

AM442的輸入級是一個高精度的前置放大器。它有較大的增益調(diào)節(jié)范圍，能適應不同的差分輸入信號，因而可用于各種不同變化范圍的傳感器信號處理。增益系數(shù)的大小由外接電阻來決定。

3.2 電流輸出級

在電流輸出端，借用于內(nèi)置參考電壓源，并通過外接電阻調(diào)節(jié)偏置電壓，即可調(diào)節(jié)輸出電流的最小值Iset。輸出電流Iout是通過集成電路管腳4（OUT）控制的三極管T1輸出的。AM442的一個特別功能可通過管腳16（DIS）來實現(xiàn)，如果管腳DIS與參考電壓管腳15（VREF）相連，那么在輸入信號過載時，輸出電流會自動切斷。如果管腳16（DIS）空著，那么輸出電流不會因為輸入信號過載而自動切斷。

此外，當芯片溫度過高時，AM422會自動切斷輸出電流。

3.3 參考電壓源

AM442中的參考電壓源，可用作需要恒定電壓的傳感器或其它外接電路的供電電源。它可通過外接的電壓分配器提供從4.5V～10V的任意一個數(shù)值的電壓源。

圖3 三線輸出應用電路

    4.1 三線輸出應用電路

AM442典型的三線輸出應用如圖3所示。在三線方式輸出時，管腳2（Vcc）和管腳1(RS+)相聯(lián)，管腳14（GND）與地Ground相聯(lián)，電路的輸出增益系數(shù)可由外接電阻R1和R2來調(diào)節(jié)。AM442在該方式工作時，電路具有過流關斷功能。

該例中，如需輸出電流在0～20mA之間變化，那么，在偏置電流Iset為零（管腳7與管腳14相聯(lián)）時。根據(jù)轉(zhuǎn)換公式，其輸出電流Iout應為：

Iout=VinGin/R0

同時，在電源電壓和集成電路的最小工作電壓Vcc(min)為6V時，它們與負載電阻RL之間的關系必須滿足下面的式子，整個電路才能正常工作：

Vs據(jù)≥IoutmaxRL+6V

若將附加的運算放大器作為恒流源來使用。那么，用于傳感器的橋式電路中的恒流源電流Is，可通過外接電阻Rset來確定，公式為：

Is=VBG/RSET

式中，VBG應取1.27V。實際上，在輸出電流范圍為0～20mA(三線方式輸出)時，如果輸入電壓Vin的范圍為0～250mV，VREF=5V,Gin=2，那么，其主要外接元件的取值應為:R0=25Ω,R1=22kΩ，R2=22kΩ，R5=40Ω,RL=0～600Ω,C1=2.2μF。

圖4 二線輸出應用電路

    4.2 二線方式輸出應用電路

電流源范文第4篇

關鍵詞：分配式電源；配電網(wǎng)；電流保護

中圖分類號：TM421 文獻標識碼：A 文章編號：

一、DG的故障電流特性

DG包括熱電聯(lián)產(chǎn)（CHP）發(fā)電、微型燃氣輪機發(fā)電、小型水力發(fā)電、風力發(fā)電、光伏發(fā)電、太陽能發(fā)電、生物質(zhì)能發(fā)電、燃料電池等。按照DG與配電網(wǎng)的接口方式不同，DG可分為變流器類電源和電機類電源。

1.電機類DG

通過同步發(fā)電機或異步發(fā)電機直接連接到配電網(wǎng)的DG屬于電機類DG。通常，CHP發(fā)電和小型水力發(fā)電等采用同步發(fā)電機直接并網(wǎng)，而風力發(fā)電一般采用SCIG或DFIG直接并網(wǎng)。根據(jù)文獻，在并網(wǎng)點發(fā)生短路時，同步發(fā)電機輸出的起始短路電流可達額定電流的7倍左右。如果短路點距離DG安裝點較遠，考慮到線路阻抗和非理想金屬性短路，實際短路電流會小一些。根據(jù)文獻，在并網(wǎng)點發(fā)生短路時，SCIG提供的起始短路電流約為額定電流的5~7倍，此后經(jīng)過約3~10個周期逐漸衰減到零。根據(jù)文獻，在并網(wǎng)點發(fā)生短路時，DFIG會產(chǎn)生8~10倍于額定電流的起始短路電流，然后逐漸衰減。若在短路期間，DFIG的轉(zhuǎn)子功率控制器仍維持有效，則DFIG會提供持續(xù)的短路電流，但其值會限制在略高于負荷電流。但若發(fā)生短路時，Crowbar電路起作用，將轉(zhuǎn)子繞組短接，則DFIG的短路電流特性與SCIG類似，穩(wěn)態(tài)短路電流趨于零。

2.變流器類DG

通常，燃料電池、光伏電池、直驅(qū)式風力發(fā)電、微型燃氣輪機和儲能裝置等都是通過變流器并網(wǎng)的。變流器類DG的限流特性取決于變流器的控制與保護策略。接入到配電網(wǎng)運行的變流器類電源基本上采用三相電壓源變流器（VSC），其直流母線接收來自DG或儲能裝置的直流電，由VSC將直流電逆變?yōu)榕c電網(wǎng)電壓同步的交流電，經(jīng)過連接電抗器的緩沖和濾波后接入配電網(wǎng)中。VSC存在直接電流控制和間接電流控制2種基本控制策略，其短路電流特性顯著不同。直接電流控制方式可以實時控制交流電流的瞬時值］。在并網(wǎng)點發(fā)生短路時，DG向短路點提供的短路電流始終可以控制在設定的允許過電流范圍（一般為1.2~1.5倍的額定電流）之內(nèi)。對于間接電流控制，由于存在調(diào)節(jié)過程，在配電網(wǎng)發(fā)生短路時，將會出現(xiàn)一個暫態(tài)過程。次暫態(tài)短路電流的大小取決于變流器的電路參數(shù)，一般不超過4倍額定電流，穩(wěn)態(tài)短路電流將限制在過電流設定值范圍（一般為1.2~1.5倍的額定電流）之內(nèi)。

二、含DG配電網(wǎng)的短路電流計算

含DG配電網(wǎng)的短路電流計算依賴于配電網(wǎng)結構、DG接入位置，以及所有無源和有源元件的等值模型。配電網(wǎng)的短路電流在短路期間是一個動態(tài)變化過程，要求一個模型能夠反映短路全電流的變化過程非常困難，因此，短路電流特性常用一個最大的次暫態(tài)短路電流（起始短路電流）和一個最小的穩(wěn)態(tài)短路電流來表征。而對配電自動化系統(tǒng)故障定位影響較大的主要是次暫態(tài)短路電流。含DG配電網(wǎng)的短路電流計算一般遵循以下步驟：首先建立DG的等效電路，電機類和采用間接電流控制的變流器類DG等效為電壓源和次暫態(tài)電抗的串聯(lián)形式，而采用直接電流控制策略的變流器類DG等效為電流源；之后將DG的等效模型、配電網(wǎng)各元件以及系統(tǒng)側等效電源按照元件之間的電路連接關系連接起來，形成配電網(wǎng)的短路分析模型；再根據(jù)電路連接關系，求取各電源點（包括配電網(wǎng)的系統(tǒng)等效電源）單獨在網(wǎng)絡中引起的短路電流，即該電源對短路電流的貢獻；所有電源產(chǎn)生的短路電流之和即為系統(tǒng)的總短路電流。上述短路電流沒有包含非周期分量，饋線終端、配電終端中故障電流檢測雖然采用傅里葉算法，但由于存在互感器和采樣誤差，以及非周期分量影響難以完全排除，在設置電流定值時需采取乘系數(shù)的方式加以考慮。

三、DG配電網(wǎng)電流保護的解決策略

DG接入配電網(wǎng)后，會改變配電網(wǎng)的短路電流水平和方向。由于DG容量一般較小，提供的短路電流也較小，而且短路電流會受到光照和風速等自然因素影響，因此，增加了繼電保護配合的困難。但也由于DG提供的短路電流較小，對配電自動化系統(tǒng)的故障定位一般不會造成較大影響，利用這個特點，完全有可能采用附錄A所述的基于故障電流的傳統(tǒng)故障定位規(guī)則或者是對其稍加改進就能實現(xiàn)故障定位。

1.DG接入的相關限制

為了減少DG對配電網(wǎng)的影響，對DG的接入一般有以下限制。1）國家電網(wǎng)公司標準Q/GDW480-2010《分布式電源接入電網(wǎng)技術規(guī)定》要求，DG總容量原則上不超過上一級變壓器所供區(qū)域負荷的25％。2）IEEE起草的DG并網(wǎng)標準Std 1547.2中，定義了剛性系數(shù)（SR）的概念。SR定義為公共連接點（PCC）含DG的配電網(wǎng)短路容量與DG短路容量之比，并要求SR不能低于20。SR反映了DG對PCC處短路電流的貢獻。

2.DG接入上游母線的情形

對于DG接入上游母線的情形，無論接入數(shù)量多少，在SR滿足Std 1547.2標準要求的情況下，根據(jù)故障電流信息，采用基于故障電流的傳統(tǒng)故障定位規(guī)則就能實現(xiàn)故障定位。但是，需要將DG接入點開關和DG出口斷路器處的配電終端的故障電流信息上報閾值均根據(jù)主電源的短路電流設置，使流過主電源所提供的短路電流時超過該閾值而上報故障電流信息，但流過DG所提供的短路電流時不超過該閾值而不上報故障電流信息。

3.DG接入饋線的情形

對于DG接入饋線的情形，當某個區(qū)域發(fā)生故障時，除了該區(qū)域的主電源側端點會流過主電源所提供的短路電流以外，對于該區(qū)域與DG連接的端點也會流過相應DG提供的短路電流。若主電源提供的短路電流與DG提供的短路電流相差較大時，可以設置故障電流上報閾值，當流過主電源所提供的短路電流時超過該閾值而上報故障電流信息，而流過DG提供的短路電流時未超過該閾值而不上報故障電流信息，從而根據(jù)故障電流信息依靠傳統(tǒng)故障定位規(guī)則就可以進行故障定位。但是，若主電源所提供的短路電流與DG提供的短路電流相差不大時，則難以使設置故障電流上報閾值達到上述目的，根據(jù)故障電流信息依靠傳統(tǒng)故障定位規(guī)則進行故障定位會發(fā)生誤判。

四、結束語

1）選擇含DG配電網(wǎng)的配電自動化系統(tǒng)故障定位策略的一般原則是：如果可以找到一個閾值，能可靠地將來自主電源的短路電流和來自DG的短路電流區(qū)分開來，只有流過來自主電源的短路電流時配電自動化終端才上報故障電流信息，則可以根據(jù)故障電流信息采用傳統(tǒng)故障定位規(guī)則進行故障定位。2）當限制分散接入每條饋線的DG總容量不超過該饋線最嚴酷情形下所帶負荷的25％時，城市電纜配電網(wǎng)根據(jù)故障電流信息依靠傳統(tǒng)故障定位規(guī)則基本上都能正確進行故障定位，對于架空配電網(wǎng)在供電距離較短時，也可以根據(jù)故障電流信息依靠傳統(tǒng)故障定位規(guī)則進行故障定位，在供電距離較長、接納DG尤其是電機類DG的容量偏高時，則須采用改進的故障定位策略。

參考文獻：

電流源范文第5篇

關鍵詞：振蕩器；開關電源；鋸齒波振蕩器；基準電壓

近年來，開關電源芯片被廣泛應用于通信電子產(chǎn)品的電源供電系統(tǒng)。目前，開關電源主要采用PWM控制電路，鋸齒波振蕩器是PWM控制電路的核心功能部件。在電源電壓、溫度、工藝和環(huán)境負載變化或者漂移的條件下，要求振蕩器能夠產(chǎn)生頻率穩(wěn)定的信號輸出。許多鋸齒波振蕩器雖然具有穩(wěn)定性好、精度高的特點，但受環(huán)境溫度和電源電壓影響較大，基于以上要求，本文設計一種鋸齒波產(chǎn)生電路。

1 電路結構及原理

1.1 電路整體框架及原理

圖1為RC振蕩器的原理圖。本文提出的鋸齒波振蕩器主要由三部分構成，一部分是基準產(chǎn)生的電流I1和I2，一部分由電容C和開關K1、K2組成，最后一部分是控制電路。

該電路利用基準源產(chǎn)生的電流I1對電容C進行充電，利用電流I2進行放電，從而產(chǎn)生對開關K1和K2的控制信號。

產(chǎn)生脈沖的工作過程如下：假設輸出信號Um為低電平，使開關管S1導通，S2關斷。這時電流I1對C進行充電，使a點電壓Ua升高，經(jīng)過控制電路作用后，使輸出信號Um變?yōu)楦唠娖?；然后，Um使開關管S1關斷，S2導通，電流I2對C進行放電，使a點電壓Ua降低，輸出Um又變?yōu)榈碗娖?。電路如此反復循環(huán)工作，便在輸出端產(chǎn)生振蕩信號，Ua是產(chǎn)生的鋸齒波信號。

1.2 具體電路設計實現(xiàn)

振蕩器實際電路結構如圖2所示，其中Uref引腳輸入的是來自帶隙基準的參考電壓，Um是輸出給后級的最大占空比信號，Uout是所要求的鋸齒波輸出信號。

圖1中的開關S1、S2分別由PMOS管VT4和VT5代替。因此，圖1中的倒相器在具體電路中便不需要實現(xiàn)。在集成電路中不易直接實現(xiàn)精確的電流源，所以先產(chǎn)生一個精確的參考電壓Uref，然后通過一個U-I變換電路，產(chǎn)生兩個精確的充放電電流I1和I2。圖2中的電阻R是外接的精密電阻，電路中運放將B點電位鉗位在參考電壓Uref，因此流過R的電流為

假設振蕩器輸出信號Um初始值為低電平，VT4打開，VT5關斷，電流通過VT4流到電容，電容進行充電。此時Ua低于VH，COMP1輸出高電平，Ua高于VL，COMP2也輸出高電平，Um保持低電平。直到C的電壓上升到高于VH一點，COMP1輸出低電平，使得Um翻轉(zhuǎn)為高電平。此時VT5打開，VT4關斷，電流通過VT5，電容C通過VT6支路進行放電，逐漸減小。直到C的電壓降低到低于VL一點，COMP2輸出低電平，Um翻轉(zhuǎn)為低電平。電路如此循環(huán)，在輸出端產(chǎn)生振蕩信號。

如圖3所示，門限電壓是由Uref1對Uref2產(chǎn)生，Uref1對Uref2是來自基準模塊的電壓，不隨溫度和電源電壓變化，所以VH和VL基本保持恒定。

1.3 輸出頻率的計算

不同的充放電電流決定了輸出高低電平的不同脈寬，所以決定了方波信號的占空比。具體原理如下：

在一個充放電周期內(nèi)設電容的充電時間為Tr，放電時間為Tf，電容充放電的周期為Ts，由電容的電流公式：

從而 Ts≈Tr

得到鋸齒波的下降沿近似垂直。通過調(diào)整電容C或者R的大小，可以得到預期的鋸齒波振蕩周期為Ts=7.6μs，即振蕩器的周期為132kHz。其中VH和VL都是由基準電壓而得到的，故不隨外界條件變化，從而使振蕩頻率不受電源電壓和溫度的影響而維持恒定。

2 仿真結果與分析

此電路采用TSMC 0.5μm工藝實現(xiàn)，用Spectre進行仿真。在5.8V電源輸入，27℃環(huán)境溫度下，圖4是振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波信號以及最大占空比輸出信號，由仿真結果可知鋸齒波的頻率精確控制在132kHz，且上升沿線性度好，下降沿陡峭，最大占空比達。

表1給出了振蕩器在不同電源電壓和溫度下的振蕩周期仿真結果，由表格所示結果可知，振蕩頻率最小為129kHz，最大為135kHz。頻率漂移范圍在±3%內(nèi)，可見頻率隨電源電壓和溫度變化的影響較小，振蕩器的精度較高。

參考文獻

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