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電路設(shè)計(jì)范文第1篇

自舉電路有著較多的功能，其可以利用電容兩端電壓無(wú)法瞬間突變的特點(diǎn)，改變電路中某點(diǎn)的瞬時(shí)電位，在射極跟隨器電路中（圖1），設(shè)輸入電阻為Ri，在偏置電路中加入的電阻為R3，加入R3后，電路中輸入電阻值會(huì)增加，用公式表示為：Ri=[R3+（R1//R2）]//[rbe+（1+β）（R4//RL）]根據(jù)公式可以得知，R3越大，輸入電阻則越大。R3的取值并不任意的，R3太大會(huì)偏離靜態(tài)工作點(diǎn)的要求，在偏置電路中，通過(guò)偏置的方式提高輸入阻抗，效能并不是無(wú)限的。在該電路中加入電容C3，可以得到如圖2所示的電路，在圖2的電路中，電容C3的容量增加后，B點(diǎn)的電壓變化與輸出端電壓變化情況一致，R3兩端電壓變化可表示為Ui-Uo，流過(guò)R3的電流為IR3，用公式表示為：IR3=（Ui-UB）/R3=（Ui-Uo）/R3有上述公式可以得知，當(dāng)Ui發(fā)生改變后，Uo也會(huì)相應(yīng)的變化，二者的數(shù)值比較相近時(shí)，流過(guò)R3的電流最小，R3對(duì)交流會(huì)呈現(xiàn)出最大的阻抗，所以，射極跟隨器的輸入阻抗會(huì)大大提高。自舉電路是利用自舉電容控制電路，提高電容一端的電位，可以控制另一端的電位。C3就屬于自舉電容，自舉也被稱為特殊形式的正反饋。

2自舉電路在電路設(shè)計(jì)中的應(yīng)用

2.1利用自舉電路提高射極跟隨器的輸入電阻

射極跟隨器有著自身的特性，其輸入阻抗比較高，而輸出阻抗卻比較低，在電子線路中有著廣泛的應(yīng)用。很多射極跟隨器電路的基極都采用的是固定偏置電路，這種電路的工點(diǎn)穩(wěn)定性一般較難保證，所以需要將其改為分壓式偏置，這一改動(dòng)有效解決了工點(diǎn)不穩(wěn)定的問(wèn)題，但是由于電阻的阻值會(huì)受到限制，所以，在分壓式偏置的射極跟隨器電路（圖3）中，輸入電阻可表示為：Ri=[R1//R2]//[rbe+（1+β）（R4//RL）]通過(guò)電路輸入電阻的公式可以得知，R1，R2的取值受到限制后，輸入電阻Ri的取值也相應(yīng)的減小了，影響了射極跟隨器輸入電阻優(yōu)勢(shì)的發(fā)揮。為了解決這一問(wèn)題，必須增加輸入電阻的大小，并保證工作點(diǎn)的穩(wěn)定性，可以在電路中增加電阻R4，或者加入電容C3，即在電路設(shè)計(jì)中合理的應(yīng)用自舉電路，利用自舉電容，改變電路中射極跟隨器的性能指標(biāo)。通過(guò)上述分析可知，將輸入信號(hào)設(shè)為Ui，射隨器的輸出電壓可表示為Uo=Au*Ui。由于射極跟隨器的電壓增益Au的近似值為1，所以，Ui與Uo的大小幾乎一致，通過(guò)電阻R3的電流可表示為IR3=（Ui-Uo）/R3流過(guò)R3的電流是比較小的，但是R3支路對(duì)交流信號(hào)的等效R3數(shù)值卻比較大，R3=Ui/IR3=R3/（1-Au）電路輸入電阻可以表示為Ri=R3//[rbe+（1+β）（R4//RL）]≈rbe+（1+β）（R4//RL）由上述公式可知，在加入電阻R3與電容C3后，射隨器的輸入阻抗值有所提高。

2.2利用自舉電路擴(kuò)大電路動(dòng)態(tài)范圍

利用自舉電路可以擴(kuò)大放大器的輸出動(dòng)態(tài)范圍。圖4所示是一個(gè)典型的OTL電路，圖中C3是自舉電容，C3、R3、R5組成自舉電路。當(dāng)未加C3(即將C3開(kāi)路)時(shí)，在輸人信號(hào)ui為正半周最大值時(shí)，可使三極管Ti臨界飽和，T3的基極電壓很低，從而使幾接近飽和，輸出電壓的最大負(fù)峰值為UCE（sat）-Vcc/2≈-Vcc/2加人自舉電容C3后，靜態(tài)時(shí)P點(diǎn)對(duì)地的電位為UP=Vcc-ICQ*R5，R5是隔離電阻，其作用是為了防止輸出信號(hào)通過(guò)自舉電容短路，通常取值很小，因此可以認(rèn)為UP=Vcc，而E點(diǎn)對(duì)地直流電位為UE=Vcc/2。因此自舉電容C上的直流電壓為Uc=Vcc/2。由于Up=Uc+uE=Vcc/2+uE，即Up會(huì)隨UE的升高而自動(dòng)抬高。當(dāng)Uo接近Vcc/2時(shí)，UE的瞬間電位可達(dá)VCC，此時(shí)Up=Vcc+Vcc/2=1.5Vcc，從而能保證供給T2基極足夠大的基極電流，使其達(dá)到飽和狀態(tài)，使輸出電壓的正、負(fù)半周幅度對(duì)稱。使負(fù)載上能夠獲得足夠大的輸出電壓，即擴(kuò)大了電路輸出電壓的動(dòng)態(tài)范圍。

2.3利用自舉電路提高電路增益

設(shè)T1為核心構(gòu)成共射電路，以T2為核心構(gòu)成的是射隨器，G3為自舉電容。電路輸出電壓跟隨N點(diǎn)的電位變化而變化，通過(guò)C3的反饋將輸出電壓反饋到M點(diǎn)，使M點(diǎn)的電位也跟隨N點(diǎn)電位的電位變化而變化，實(shí)現(xiàn)自舉。其結(jié)果使M點(diǎn)的電位與N點(diǎn)電位很接近，使流過(guò)Rc2的交流電流大大減少，這就相當(dāng)于提高了Rc2的交流等效阻抗，從而提高了電路的增益。利用幾管產(chǎn)生自舉作用，不僅提高了電路的增益，而且也使電路輸出的電阻大大增加，所以適用于后級(jí)放大電路輸人阻抗較高的場(chǎng)合。

3結(jié)語(yǔ)

電路設(shè)計(jì)范文第2篇

1.1放大器非線性模型當(dāng)放大器工作在非線性區(qū)時(shí)，采用Taylor級(jí)數(shù)模型，放大器的輸出信號(hào)與輸入信號(hào)可表述。若k1和k3符號(hào)相反，輸出信號(hào)的增益會(huì)隨著輸入信號(hào)功率的增大而減小，即增益壓縮（AM－AM效應(yīng)）。同時(shí)，輸出信號(hào)的相位會(huì)隨著輸入功率變化而變化，即相位失真（AM－PM效應(yīng)）［6］。對(duì)于固態(tài)放大器，k3＜0，其非線性特性是增益壓縮，相位擴(kuò)張。預(yù)失真的基本原理即通過(guò)二極管或其它電路結(jié)構(gòu)產(chǎn)生與功放相反的非線性特性，從而抵消因功放非線性引起的幅度與相位失真，達(dá)到改善功率放大器線性度的目的，其原理如圖2所示。由于2ω1－ω2、2ω2－ω1兩個(gè)頻率分量（三階交調(diào)分量）通常落在帶內(nèi)難以消除，會(huì)對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生嚴(yán)重的干擾，因此是衡量放大器非線性的一項(xiàng)重要指標(biāo)。

1.2電路設(shè)計(jì)在圖1中，輸入信號(hào)通過(guò)2個(gè)3dBLange橋后，分別送入兩個(gè)放大器；一般情況下，兩路信號(hào)功率相差15dB以上，可保證A1工作在線性狀態(tài)。設(shè)放大器的線性增益為G0，放大器1和2的輸出分別為。為了準(zhǔn)確地?cái)M合主放大器的非線性特性，放大后的誤差信號(hào)應(yīng)與主功放的非線性分量相等，即非線性工作的放大器應(yīng)與主放大器工作在相同的功率回退狀態(tài)。功分器和耦合器1均采用相同的3dBLange橋?qū)崿F(xiàn)（δ1＝δ2＝0．707），整個(gè)預(yù)失真電路的增益應(yīng)為0，可以滿足上述要求。結(jié)合（7）、（9）、（10）三式，可以確定耦合器的耦合度和各個(gè)衰減器的大小。通過(guò)調(diào)節(jié)延時(shí)線的長(zhǎng)度和微調(diào)衰減器的大小，得到對(duì)主放大器線性度較好的改善效果。采用ADS進(jìn)行仿真，G0＝25．5dB，衰減器1的衰減量為22dB，衰減器2的衰減量為5．4dB，定向耦合器的耦合度為－16．7dB。耦合器2也選擇Lange橋，不僅簡(jiǎn)化了電路的設(shè)計(jì)，同時(shí)也節(jié)約了版圖面積。

2測(cè)試結(jié)果

本設(shè)計(jì)采用0．15μmGaAs工藝實(shí)現(xiàn)，芯片面積為1．9mm×3．0mm，芯片結(jié)構(gòu)如圖3所示。該預(yù)失真單片的中心頻率為21GHz，采用5V電壓供電，直流功耗0．8W。采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)試該預(yù)失真電路的增益和相位特性，設(shè)置中心頻率為21GHz，輸入功率掃描范圍為－20～14dBm。測(cè)試結(jié)果如圖4所示。該預(yù)失真電路可以提供3dB的增益擴(kuò)張，以及20°以上的相位壓縮。驗(yàn)證了該芯片可以產(chǎn)生預(yù)失真信號(hào)后，將其與功率放大器級(jí)聯(lián)，測(cè)試其對(duì)功率放大器線性度的改善情況。測(cè)試結(jié)果表明，加入預(yù)失真電路后，功率放大器的P－1從22．2dBm提升至22．8dBm，相位誤差從P－1處20°以上減小至3°以內(nèi)，如圖5所示。雖然增益波動(dòng)最大為－0．4dB，但是該預(yù)失真電路修正了絕大部分的相位誤差，同時(shí)一定程度上提高1 dB壓縮點(diǎn)。為了驗(yàn)證該預(yù)失真電路的線性化效果，進(jìn)一步測(cè)試采用中心頻率為21GHz、間隔為10MHz的雙音信號(hào)作為輸入信號(hào)，比較相同的輸出功率下，加入預(yù)失真芯片前后三階交調(diào)指標(biāo)改善情況，如圖6所示。測(cè)試結(jié)果表明，該預(yù)失真芯片對(duì)功率放大器三階交調(diào)最高可有27dBc的改善，在功率回退3dB時(shí)，可有5dBc的改善。在對(duì)功率放大器三階交調(diào)為－30dBc的抑制條件下，驅(qū)動(dòng)放大器輸出功率從13dBm提高至17．5dBm。但是，五階分量在回退過(guò)程中會(huì)有一定程度的惡化，如圖7所示。由于流片過(guò)程中采用的電容比設(shè)計(jì)電容小20％，預(yù)失真電路中功放的特性出現(xiàn)了一定的偏差，導(dǎo)致了幅度修正不平坦、三階分量在回退至小功率時(shí)改善效果不明顯，也是五階分量惡化的主要原因。對(duì)五階分量改善不好的另一原因是要對(duì)高階分量有很好的抑制，需要精確地產(chǎn)生預(yù)失真信號(hào)，而產(chǎn)生該信號(hào)非常困難，通常的做法是預(yù)失真系統(tǒng)中包含某種反饋以實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)，而這會(huì)使電路的復(fù)雜程度增大。為了驗(yàn)證該預(yù)失真電路的通用性，將該芯片與一高功率放大器（HPA）級(jí)聯(lián)，進(jìn)行了雙音信號(hào)測(cè)試，結(jié)果如圖8所示。在功率回退的整個(gè)過(guò)程中，IM3均有不同程度的改善，在輸出29dBm時(shí)可改善15dBc以上，同時(shí)五階分量并不會(huì)惡化。在－30dBc的抑制條件下，HPA輸出功率可從28dBm提高至33dBm。

3結(jié)論

電路設(shè)計(jì)范文第3篇

關(guān)鍵詞：鎖相環(huán)；電路設(shè)計(jì)；實(shí)驗(yàn)結(jié)果；電路改進(jìn)

中圖分類號(hào)：TP311文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A文章編號(hào)：1009-3044(2011)18-4459-03

Phase-Locked Loop Circuit Design

DONG Yun

(China Petroleum Engineering & Construction Corporation, Beijing 100120, China)

Abstract: Aiming at the defects of the existing analog phase-locked loop, the idea of fabricating analog phase-locked loop with imported VCXO is introduced in this article. The article also puts forward the design and selection of elements of the circuit. Test with experiment shows that feasibility of such scheme and the possibility of circuit improvement.

Key words: phase-locked loop; circuit design; experiment result; circuit improvement

現(xiàn)有的網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)品中使用了大量模擬鎖相環(huán)，如網(wǎng)板、光接口板、時(shí)鐘板等?，F(xiàn)在很多使用的模擬鎖相環(huán)PLL－II完全由變?nèi)荻O管等分立元件構(gòu)成，離散性大，設(shè)計(jì)不盡合理，工藝品質(zhì)也難保證，但在一些電路中模擬鎖相環(huán)是必須的。如果選用進(jìn)口高品質(zhì)VCXO，配合精心設(shè)計(jì)的濾波器， 自行設(shè)計(jì)制造將會(huì)使其品質(zhì)得到全面控制。一方面與現(xiàn)有模擬鎖相環(huán)完全兼容，可以直接替換，另一方面避免了選用TRU050造成獨(dú)家供貨的局面。

1 電路設(shè)計(jì)方案

鎖相環(huán)電路設(shè)計(jì)方案如圖1所示。其中虛線方框內(nèi)的電路是為實(shí)現(xiàn)失去參考源時(shí)鎖相環(huán)輸出中心頻率的功能所增設(shè)的電路，除去這一部分功能電路，即為典型的采用有源比例積分濾波器的二階鎖相環(huán)基本電路。其中：鑒相器、1/N分頻器，1/256分頻器和參考源檢測(cè)電路做在EPLD中，其它元件可焊接在與PLL-II體積相近的一個(gè)電路中。EPLD之外的電路所用管腳與PLL-II相比，可以省去-5V電源腳，只使用單＋5V電源。因比PLL-II增加無(wú)參考源時(shí)輸出中心頻率的功能，電路中增加了一個(gè)指示參考源信號(hào)有無(wú)的邏輯電平管腳。在PLL-II的管腳分配中有未用的管腳可以利用。除此管腳之外，本電路的其它管腳可做到與PLL-II完全兼容。圖中的元件值為：

R1＝10KΩ，R2＝220KΩ，R3＝1.2KΩ,C=1μF。

下面對(duì)電路中各部件的設(shè)計(jì)和選擇做一說(shuō)明。

1.1 基本環(huán)路

1）鑒相器

鑒相器電路采用雙端輸出下降沿比相的數(shù)字鑒頻鑒相器。采用這種鑒相器是為了與PLL-II的管腳兼容。本電路采用8KHz的單一鑒相頻率，鑒相器前端的1/256分頻器用來(lái)將2MHz的時(shí)鐘信號(hào)分頻到8KHz。

本電路使用的鑒相器具有非線性鑒頻特性，理論上講它的捕捉范圍可達(dá)到無(wú)限大，實(shí)際上受到壓控振蕩器調(diào)諧范圍的限制，它所構(gòu)成的鎖相環(huán)路的快捕帶，捕捉帶和同步帶三者相等。

2）環(huán)路濾波器

環(huán)路濾波器采用差分輸入的有源比例積分濾波器如圖1中所示，由它構(gòu)成的二階環(huán)捕捉特性比較優(yōu)越，同時(shí)這種形式的環(huán)路濾波器與PLL-II的管腳兼容。

3）運(yùn)算放大器

環(huán)路濾波器采用有源濾波，其中的運(yùn)算放大器須滿足輸入輸出要求。其前級(jí)的鑒相器輸出低電平0.1V，高電平4.0V，要求運(yùn)放共模電壓輸入范圍大于鑒相器輸出電壓范圍；其后級(jí)的壓控振蕩器壓控電壓范圍0.5~4.5V，要求運(yùn)放輸出電壓范圍大于壓控電壓范圍，因此本電路采用了低漂移的斬波rail-to-rail運(yùn)算放大器LTC1152。采用＋5V電源時(shí)，其共模電壓輸入范圍是0～5V；輸出電壓范圍是0～5V；滿足使用要求。

4）壓控晶體振蕩器

鎖相環(huán)中采用CONNOR WINFIEID的HV系列高穩(wěn)定度晶體壓控振蕩器，調(diào)諧范圍大，頻率穩(wěn)定度高。

1.2 失去參考源時(shí)，自動(dòng)輸出中心頻率的實(shí)現(xiàn)方案

首先使用一個(gè)參考源檢測(cè)電路判斷參考源的有無(wú)，然后用檢測(cè)電路輸出的邏輯電平控制二選一的模擬開(kāi)關(guān)選擇壓控振蕩器壓控端的輸入信號(hào)，完成無(wú)參考源時(shí)輸出中心頻率的功能。參考源檢測(cè)電路如圖2。

圖中，PLL32K是由本電路的VCXO分頻而來(lái)，因此始終存在。CLK_8K就是分頻后送入鎖相環(huán)的參考信號(hào)，它經(jīng)D觸發(fā)器整形后，每來(lái)一個(gè)上升沿就輸出一個(gè)窄的正脈沖。當(dāng)CLK_8K信號(hào)存在時(shí)，它不斷使計(jì)數(shù)器清零，計(jì)數(shù)器高位沒(méi)有翻轉(zhuǎn)的機(jī)會(huì)，SW1始終輸出0。當(dāng)CLK_8K信號(hào)失掉后，計(jì)數(shù)器連續(xù)計(jì)數(shù)，當(dāng)SW1由0跳變?yōu)?后，SW1信號(hào)將計(jì)數(shù)器時(shí)鐘關(guān)閉，SW1維持1。這樣，有參考源時(shí)，SW1＝0；無(wú)參考源時(shí)，SW1＝1。

模擬開(kāi)關(guān)選用CD4053，它的控制端接SW1。SW1＝0時(shí)，環(huán)路閉環(huán)，模擬開(kāi)關(guān)并入環(huán)內(nèi)，鎖相環(huán)正常工作。SW1＝1時(shí)，環(huán)路開(kāi)環(huán)，由兩個(gè)串聯(lián)于＋5V電源和地之間的1.2KΩ電阻(圖1中的R3)提供的電源分壓(約2.5V)控制VCXO的輸出頻率。

采用＋5V電源時(shí)，CD4053導(dǎo)通電阻最大為500Ω，關(guān)斷漏電流±0.01nA，

后級(jí)VCXO壓控端輸入阻抗≥50KΩ，保證控制電壓幾乎全部加到VCXO壓控端；VCXO壓控電壓范圍0.5~4.5V，運(yùn)放LTC1152的輸出電壓范圍0～5V，CD4053的模擬信號(hào)電壓傳輸范圍0～5V；滿足傳輸要求?？偟膩?lái)說(shuō)CD4053并入環(huán)內(nèi)對(duì)環(huán)路特性影響不大，環(huán)路仍可按典型的理想積分器二階環(huán)來(lái)分析。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

2.1 捕捉范圍

測(cè)試電路如圖3。

應(yīng)用上述測(cè)試電路對(duì)HV51系列兩片VCXO進(jìn)行測(cè)試，測(cè)試結(jié)果如表1。

2.2 中心頻率

本電路在失去參考源的時(shí)候，會(huì)自動(dòng)輸出中心頻率，測(cè)試電路如圖4。

控制VCXO輸出中心頻率采用電阻分壓電路，因此電源電壓變化對(duì)輸出頻率有影響，測(cè)試結(jié)果如表2。

2.3 線性度

小于20％，單調(diào)上升。

2.4 占空比

典型值50±5％，最大不超過(guò)50±10％。

2.5 輸出負(fù)載

輸出電流24mA，可驅(qū)動(dòng)15個(gè)74系列TTL門(mén)電路，或60個(gè)74LS系列TTL門(mén)電路。優(yōu)于TRU050和PLL－II。

2.6 固有抖動(dòng)

在1ns左右，與TRU050和PLL－II相當(dāng)。

2.7 靜態(tài)相差

用8KHz鑒相，相差小于30ns。因采用單一鑒相頻率，參考源為2MHz時(shí)，靜態(tài)相差比TRU050和PLL－II差，參考源為8KHz時(shí)，靜態(tài)相差比TRU050好。

2.8 抖動(dòng)容限

測(cè)試電路如圖5所示。

利用誤碼測(cè)試儀PF140進(jìn)行測(cè)試，結(jié)果如表3所示。

抖動(dòng)容限反映了鎖相環(huán)工作在線性區(qū)域時(shí)，所能承受的輸入相位抖動(dòng)的最大值。由上可見(jiàn)，抖動(dòng)容限值均大于國(guó)際，滿足要求。在低頻段優(yōu)于TRU050，在高頻段較TRU050差。

由于Bt8510中的時(shí)鐘提取電路在輸入抖動(dòng)為零時(shí)，輸出仍有抖動(dòng)80ns，實(shí)際鎖相環(huán)的抗抖動(dòng)指標(biāo)要優(yōu)于上述指標(biāo)。

2.9 抖動(dòng)轉(zhuǎn)移曲線

測(cè)試電路和測(cè)抖動(dòng)容限的電路相同。

當(dāng)輸入抖動(dòng)均為2UI時(shí)，測(cè)得輸出抖動(dòng)如表4所示。

測(cè)試結(jié)果表明：各頻點(diǎn)輸出抖動(dòng)指標(biāo)均優(yōu)于國(guó)標(biāo)。除2Hz、5Hz、10Hz三點(diǎn)指標(biāo)比TRU050差外，其余頻點(diǎn)指標(biāo)均優(yōu)于TRU050。

3 電路可改進(jìn)之處

3.1 模擬開(kāi)關(guān)

本電路采用CD4053，但74HC系列CMOS傳輸門(mén)的多項(xiàng)性能優(yōu)于CD4000系列。實(shí)驗(yàn)前因?yàn)槭诸^正好有CD4053，因此使用了CD4053。若使用74HC系列CMOS傳輸門(mén)相信可獲得更好的特性。

3.2 2.5V電壓提供方案

本電路采用兩個(gè)1.2K?電阻分壓得到的2.5V去控制VCXO壓控端輸出中心頻率。其精度受電源電壓偏差的影響。若改用輸出固定2.5V電壓的微功率電壓基準(zhǔn)LM385-2.5，可免受電源電壓的影響，會(huì)有更大改善。

3.3 如果對(duì)穩(wěn)態(tài)相差有特殊要求，須采用2MHz鑒相

4 結(jié)束語(yǔ)

自行設(shè)計(jì)制造鎖相環(huán)電路，測(cè)試結(jié)果合格，完全符合使用要求，如果采用這種設(shè)計(jì)，既可以全面自主控制鎖相環(huán)其品質(zhì)，又可以兼容已有模擬鎖相環(huán)，進(jìn)行直接替換，還可避免了TRU050造成獨(dú)家供貨，相信隨著實(shí)踐的檢驗(yàn)，這種鎖相環(huán)電路必將在實(shí)際應(yīng)用中得到越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。

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電路設(shè)計(jì)范文第4篇

矢量水聽(tīng)器可以有效地獲取水下的聲信號(hào)，并將其轉(zhuǎn)化成可以進(jìn)行處理的電信號(hào)，但是此信號(hào)十分微弱，并且摻雜著水中復(fù)雜的噪聲，為了有效實(shí)現(xiàn)信號(hào)處理，設(shè)計(jì)了信號(hào)調(diào)理電路，分為電源模塊、放大模塊和濾波模塊，可以提高輸出信號(hào)的信噪比。通過(guò)對(duì)電路進(jìn)行仿真以及測(cè)試實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的有效性。

關(guān)鍵詞

矢量水聽(tīng)器；信號(hào)調(diào)理；信噪比

在世界陸地資源不斷匱乏的情況下，人類對(duì)覆蓋地球表面面積71％的海洋資源的了解和利用仍不夠充分［1］。隨著科技的發(fā)展，人類的海洋活動(dòng)越來(lái)越頻繁，水下探測(cè)、目標(biāo)識(shí)別、定位導(dǎo)航及通信等技術(shù)也得到越來(lái)越多的發(fā)展和應(yīng)用［2］。由于無(wú)線電信號(hào)在水中傳播時(shí)的衰減很大，因此，聲波成為水下信息傳播的主要載體，矢量水聽(tīng)器可以將接收到的聲信號(hào)轉(zhuǎn)換成電信號(hào)，并且其靈敏度高，輸出的差分信號(hào)具有良好的共模抑制比。但是，由于海洋環(huán)境中存在著大量的噪聲，它們摻雜在有用信號(hào)中，使得傳感器輸出的微弱信號(hào)不易被區(qū)分出來(lái)，本文便針對(duì)這種情況進(jìn)行信號(hào)的調(diào)理工作，進(jìn)行低噪聲電路的設(shè)計(jì)研究，并且將矢量水聽(tīng)器輸出的電信號(hào)從復(fù)雜噪聲中提取出來(lái)。

1矢量水聽(tīng)器工作原理

根據(jù)聲學(xué)原理可知，如果聲場(chǎng)中的接收處距離聲源很遠(yuǎn)時(shí)，可以將聲波視為平面波。本文所研究的是同振型矢量水聽(tīng)器，其接收設(shè)備處于中性浮力狀態(tài)，從而當(dāng)攜帶特定信息的聲信號(hào)傳播到傳感器時(shí)，接收設(shè)備可以將聲信號(hào)幾乎無(wú)損耗地傳感到由惠斯通電橋結(jié)構(gòu)（如圖1所示）組成的敏感梁上，硅梁形變產(chǎn)生應(yīng)力變化，導(dǎo)致布置在芯片梁上的壓敏電阻阻值發(fā)生變化，引起電壓變化，通過(guò)梁上的惠斯通電橋，將振動(dòng)信號(hào)轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)輸出，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)水下聲信號(hào)方位、距離的測(cè)量。矢量水聽(tīng)器芯片上構(gòu)成惠斯通電橋結(jié)構(gòu)的壓敏電阻分布圖如圖2所示，圖2中R1～R8即為壓敏電阻的布放位置，已經(jīng)封裝后的矢量水聽(tīng)器芯片如圖3所示。

2信號(hào)調(diào)理電路設(shè)計(jì)及仿真

在任何信號(hào)檢測(cè)過(guò)程中，檢測(cè)過(guò)程中的噪聲都是不可避免的［4］。矢量水聽(tīng)器接收到的信號(hào)是十分微弱的，并且摻雜著海洋環(huán)境噪聲和水下目標(biāo)的自噪聲，因此對(duì)信號(hào)處理電路的要求就很高，不僅需要具有良好的本底噪聲，還需要能將微弱信號(hào)從噪聲中提取出來(lái)。本文設(shè)計(jì)的調(diào)理電路主要分為3個(gè)模塊：電源模塊、放大模塊和濾波模塊。

2．1電源模塊由于惠斯通電橋的輸出噪聲與電源模塊的紋波噪聲密切相關(guān)，因此選用REF5050電源穩(wěn)壓芯片進(jìn)行電壓調(diào)理，它可以將輸入電壓調(diào)理成為5V的輸出電壓，輸出電壓不僅能夠作為惠斯通電橋的激勵(lì)源，而且可以作為調(diào)理電路放大模塊和濾波模塊的供電電源。REF5050是TI公司的一款低噪聲、低漂移及高精度穩(wěn)壓電源芯片。噪聲低至3μVpp／V，溫度漂移最大不超過(guò)8ppm／℃，紋波最大不超過(guò)0．1％［5］。其中C1為旁路電容，可以把外界輸出電壓中的高頻雜波噪聲率除掉，加以去耦電容C2的引入，可以有效避免整個(gè)電網(wǎng)抖動(dòng)的反饋耦合，能極大地減小外部電源引入的電網(wǎng)噪聲，有效地降低水聽(tīng)器的本底噪聲。由REF5050構(gòu)成的穩(wěn)壓電源模塊原理圖如圖4所示。

2．2放大模塊由矢量水聽(tīng)器接收到的信號(hào)是十分微弱的，最大信號(hào)峰峰值僅達(dá)到十幾個(gè)毫伏量級(jí)，此時(shí)共模噪聲干擾是引起測(cè)量誤差的主要因素，要有效地提取信號(hào)，關(guān)鍵是把有用信號(hào)進(jìn)行放大，抑制引入的共模干擾噪聲，這就要求運(yùn)算放大器的噪聲系數(shù)很低。低噪聲前置放大電路是微弱信號(hào)檢測(cè)的第1級(jí)，所以前置放大器應(yīng)該選擇高精度、低噪聲、高輸入阻抗、低輸出阻抗并且具有良好的線性增益的放大器。在通過(guò)對(duì)放大器本身的噪聲特性進(jìn)行研究后，選擇了ADI公司的AD623運(yùn)算放大器，其結(jié)構(gòu)圖如圖5所示。AD623內(nèi)部是由3個(gè)運(yùn)算放大器組合而成的，具有良好的交流共模干擾抑制能力。通過(guò)A1和A2提供良好的跟隨性能，而有效地抑制共模干擾，降低信號(hào)源阻抗引入的影響，保持最小的誤差［6］。AD623能夠確保高增益精密放大器所需的低失調(diào)電壓漂移和低噪聲、低功耗等指標(biāo)，并且其放大倍數(shù)調(diào)節(jié)方式十分簡(jiǎn)便，只需在引腳1和引腳8之間連接一個(gè)電阻Rg即可設(shè)定增益，增益范圍1～1000可調(diào)。由AD623組成的放大模塊原理如圖6所示，只需改變R3的阻值即可以調(diào)整放大器的放大倍數(shù)。另外，在靠近運(yùn)放2極電源引腳處加旁路電容去耦，以消除震蕩與噪聲的影響，去耦電容選用0．1μF的瓷片電容和10μF的鉭電解電容［7］。為了濾除信號(hào)中的高頻噪聲，在第1級(jí)放大器的輸入端放置一組RC無(wú)源低通濾波器，選取R為680Ω，C為0．01μF，則低通濾波器的截止頻率。設(shè)置第1級(jí)放大器的Rg為1．02kΩ，即第1級(jí)放大倍數(shù)為100倍，設(shè)置第2級(jí)放大器的Rg為11kΩ，即放大倍數(shù)為10倍，這樣信號(hào)總的放大倍數(shù)即為1000倍。AD623采用差分輸入，接線方式為屏蔽電纜雙絞線，以降低噪聲影響［8］。

2．3濾波模塊模擬濾波器在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中的地位舉足輕重，它的作用是濾除不感興趣頻段的信號(hào)［9］。作為整個(gè)信號(hào)處理系統(tǒng)的前端，濾波模塊起到了信號(hào)預(yù)處理的作用，從頻域上排除有用頻帶以外的頻率信號(hào)的干擾。由于海洋環(huán)境噪聲非常復(fù)雜［10］（包括海洋動(dòng)力噪聲、生物噪聲、交通噪聲、工業(yè)噪聲和地震噪聲等等），致使所采集的信號(hào)信噪比很低，這就需要調(diào)理電路中的模擬濾波器具有良好的濾波性能。MAXIM公司生產(chǎn)的MAX274是單片集成有源濾波器，內(nèi)部由4個(gè)二階濾波器級(jí)聯(lián)組成，無(wú)需外接電容，不僅受雜散電容的影響很小，而且可以有效減小電路體積，提高電路性能［11］。只需改變MAX274外部引腳之間連接的電阻的阻值，即可以實(shí)現(xiàn)不同類型和參數(shù)的濾波器性能，并且該芯片為連續(xù)時(shí)間型，比開(kāi)關(guān)型濾波器噪聲低，動(dòng)態(tài)特性好，且不需要外部時(shí)鐘，可以減少噪聲的引入。在設(shè)計(jì)濾波器參數(shù)時(shí)，MAX274提供了一套專用的設(shè)計(jì)軟件，只需要設(shè)定濾波器的類型、通帶內(nèi)最大衰減、阻帶內(nèi)最小衰減、截止頻率和Q值等參數(shù)，即可通過(guò)該軟件的迅速計(jì)算經(jīng)典的巴特沃斯、切比雪夫、貝塞爾或橢圓濾波器的極點(diǎn)、階數(shù)和Q值等［12］。軟件在DOS運(yùn)行環(huán)境下設(shè)置濾波器參數(shù)的界面如圖7所示。設(shè)置截止頻率為3kHz，通帶最大衰減3dB，阻帶最小衰減30dB的低通濾波器，由于水聲信號(hào)調(diào)理電路要求信號(hào)有較小的失真，因此要求濾波器在通帶內(nèi)具有良好的平坦度，因此選用八階巴特沃斯濾波器。根據(jù)需求設(shè)計(jì)好參數(shù)后，可以通過(guò)軟件得到濾波器的幅頻特性曲線，如圖8所示。根據(jù)仿真圖設(shè)計(jì)出濾波模塊的原理圖，如圖9所示。

3測(cè)試實(shí)驗(yàn)

3．1放大模塊測(cè)試用函數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生1kHz，峰峰值為10mV的正弦波信號(hào)，由于第1級(jí)放大器的輸入端為差分輸入，因此一端為正弦波信號(hào)另一端接地經(jīng)過(guò)測(cè)量發(fā)現(xiàn)第1級(jí)放大器的放大倍數(shù)為105倍，第2級(jí)放大器的放大倍數(shù)為11倍，通過(guò)分別調(diào)整電阻Rg的阻值，使得放大模塊總的放大倍數(shù)達(dá)到1000倍。但是由于考慮到AD623的負(fù)載電壓最高為6V，如果設(shè)置電路整體的放大倍數(shù)為1000倍，那么輸入信號(hào)的峰峰值最高為6mV，當(dāng)大于6mV時(shí)，電路的輸出信號(hào)就會(huì)出現(xiàn)失真，因此，為了使調(diào)理電路具有較大的動(dòng)態(tài)范圍，通過(guò)調(diào)整第1級(jí)放大器的Rg的阻值，將第1級(jí)的放大倍數(shù)縮小為33倍，此時(shí)輸入信號(hào)的峰峰值的上限可以提高為18mV，擴(kuò)大了調(diào)理電路輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍。

3．2濾波模塊測(cè)試由于放大電路將電壓幅度值只有幾個(gè)毫伏的輸入信號(hào)放大了300多倍，因此其輸出到濾波模塊的電壓只有零點(diǎn)幾伏。用函數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生峰峰值為0．2V的正弦波信號(hào)，在100Hz～5kHz的頻帶內(nèi)對(duì)濾波電路進(jìn)行掃頻測(cè)試，并用示波器記錄輸出結(jié)果。測(cè)試結(jié)果如表1所示。根據(jù)頻率測(cè)試結(jié)果，構(gòu)建濾波模塊的頻率響應(yīng)曲線，如圖10所示。由此可見(jiàn)，在通帶內(nèi)，濾波器的波形較為平滑，幾乎沒(méi)有出現(xiàn)失真的情況，當(dāng)信號(hào)頻率到達(dá)截止頻率3kHz時(shí)，輸出信號(hào)產(chǎn)生了3dB的衰減，當(dāng)頻率＞3kHz時(shí)，信號(hào)的衰減程度隨著頻率的增加而增加，基本與仿真結(jié)果一致。

4結(jié)束語(yǔ)

MEMS矢量水聽(tīng)器是水下探測(cè)領(lǐng)域中出現(xiàn)的新型設(shè)備，但是在接收信號(hào)過(guò)程中容易受到環(huán)境噪聲的影響。因此研究設(shè)計(jì)了在降低電路本底噪聲的前提下的信號(hào)調(diào)理電路，通過(guò)軟件仿真以及實(shí)際測(cè)試結(jié)果可知，針對(duì)100Hz～3kHz的微弱信號(hào)，調(diào)理電路可以將通帶范圍以外的噪聲有效地濾除，并且在抑制輸出信號(hào)的共模噪聲的同時(shí)使有用信號(hào)的幅值增益到合適的大小，便于后續(xù)進(jìn)行信號(hào)分析和處理，對(duì)于水下探測(cè)領(lǐng)域具有一定的借鑒意義。

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電路設(shè)計(jì)范文第5篇

【關(guān)鍵詞】多路；循環(huán)；監(jiān)控電路；設(shè)計(jì)

0.前言

目前大部分廣播電視發(fā)射臺(tái)站都是使用電視墻實(shí)現(xiàn)多套路電視播出中的監(jiān)視，但隨著廣播電視事業(yè)的快速發(fā)展，很多新型設(shè)備和技術(shù)也在不斷涌現(xiàn)，節(jié)目套路也隨之增加，如果還采用電視墻型式就需要多個(gè)值班員長(zhǎng)時(shí)間盯著多個(gè)屏幕，而且還需要精神高度集中，這樣會(huì)給值班員的視覺(jué)造成一定影響。另外電視伴音都是人為處置在靜音狀態(tài)，這就造成監(jiān)聽(tīng)沒(méi)有實(shí)際作用，也就成為監(jiān)控的盲區(qū)。因此本文針對(duì)上述問(wèn)題，展開(kāi)對(duì)多路電視循環(huán)切換監(jiān)控電路的設(shè)計(jì)與探討。

1.多路電視循環(huán)切換監(jiān)控電路概述

本文設(shè)計(jì)的多路電視循環(huán)切換監(jiān)控電路可以有效解決前面提到的兩個(gè)問(wèn)題。該電路的設(shè)計(jì)思路為，將多路電視視頻在一個(gè)監(jiān)視屏上順序切換，伴音信號(hào)在LED屏上同步顯示。這樣就通過(guò)唯一的監(jiān)視屏實(shí)現(xiàn)了全套節(jié)目的循環(huán)監(jiān)控。只需要一個(gè)值班員就能完成監(jiān)控工作，不僅減少值班員的工作量，同時(shí)該電路設(shè)置的報(bào)警功能、故障檢索等功能也為監(jiān)控工作帶來(lái)便利。這種循環(huán)切換監(jiān)控電路的設(shè)計(jì)可以擺脫對(duì)電視墻的依賴，電路中使用的元件都是常用的，而且原理很簡(jiǎn)單、電路結(jié)構(gòu)也非常緊湊，符合經(jīng)濟(jì)、實(shí)用和科學(xué)合理的要求。

2.多路電視循環(huán)切換監(jiān)控電路設(shè)計(jì)

多路電視循環(huán)切換監(jiān)控電路整體設(shè)計(jì)圖，主要包括循環(huán)切換電路、伴音檢測(cè)電路和故障報(bào)警電路。循環(huán)切換電路是整個(gè)循環(huán)切換監(jiān)控電路的關(guān)鍵部分，主要負(fù)責(zé)產(chǎn)生和輸出脈沖串行，然后通過(guò)轉(zhuǎn)化單向脈沖提供切換動(dòng)作信號(hào)，將切換動(dòng)作信號(hào)傳送給機(jī)頂盒或監(jiān)視器的頻道調(diào)換電路，最終完成電視頻道的更換；伴音檢測(cè)電路的主要功能是通過(guò)LED電平形式將同步切入的伴音信號(hào)顯示出來(lái)，然后根據(jù)電平狀態(tài)和變化情況判斷是否有故障發(fā)生，如果有故障就會(huì)啟動(dòng)故障報(bào)警電路；故障報(bào)警電路在發(fā)生故障時(shí)會(huì)發(fā)出報(bào)警信號(hào)，為了使畫(huà)面在發(fā)生故障時(shí)停留在當(dāng)前頁(yè)面上，在報(bào)警信號(hào)發(fā)出前會(huì)給循環(huán)切換電路發(fā)送停滯動(dòng)作信號(hào)，如果在特定時(shí)間內(nèi)沒(méi)有自行解決故障，電路會(huì)發(fā)出聲光報(bào)警以更好的處理故障，或提醒專業(yè)技術(shù)人員處理故障。

2.1循環(huán)切換電路

循環(huán)切換電路要對(duì)視頻信號(hào)進(jìn)行切換，這要求切換開(kāi)關(guān)在0-6MHz范圍內(nèi)對(duì)漏信要求有66dB以上抑制，也就是說(shuō)開(kāi)關(guān)的通斷輸出至少為60dB，如果使用機(jī)械開(kāi)關(guān)，在關(guān)斷時(shí)就會(huì)有分布電容，視頻高端頻率就變成通路，關(guān)斷的視頻信號(hào)泄漏到輸出端發(fā)生重影，因此本電路選擇模擬開(kāi)關(guān)電路CD4066作為切換開(kāi)關(guān)，這種開(kāi)關(guān)帶寬為40MHz，電壓、電流通斷比高于65dB，符合視頻開(kāi)關(guān)要求。

循環(huán)切換電路的構(gòu)成主要包括U5（NE555）、U3（CD4093）和元器件，單穩(wěn)態(tài)脈沖振蕩電路由U5（NE555）、C4、R11和R13組成，單穩(wěn)態(tài)出發(fā)電路由U3A、U3B、C6、R14和R15組成。U5-3腳輸出串行方波脈沖至U3A-1腳，周期性方波通過(guò)單穩(wěn)電路轉(zhuǎn)換為單方向窄脈沖后再形成切換信號(hào)。

循環(huán)切換電路的基本原理：靜態(tài)時(shí)，U3A-1-2腳、輸出端U3A-3腳和U3B-4腳分別為高電平、低電平和高電平；動(dòng)態(tài)時(shí)，U3A-1腳輸入低電平，U3A-3腳輸出高電平。電容C6正端電壓需要從0上升到VCC，但是電容兩端電壓無(wú)法實(shí)現(xiàn)突跳，所以需要給U3B腳的輸入端施加正電壓，這樣U3B腳的輸出端就由原來(lái)的高電平變成低電平，電容C6的充電過(guò)程為VCC―R14―C6―R15，U3B腳的輸入端電壓會(huì)逐漸下降到門(mén)限電平，此時(shí)輸出端就變成高電壓，負(fù)向脈沖也就形成了。調(diào)整R15電阻值可以通過(guò)改變脈寬來(lái)切換信號(hào)作用的時(shí)間。U3B-5與U3C-10相連構(gòu)成單穩(wěn)電路禁止端接口電路，U3C在輸出低電平時(shí)，單穩(wěn)電路停止工作。S1-2是電路工作狀態(tài)的選擇開(kāi)關(guān)，S2是切換信號(hào)倒向輸出開(kāi)關(guān)。

2.2伴音檢測(cè)電路

U1是LED發(fā)光管驅(qū)動(dòng)集成電路，主要包括基準(zhǔn)電壓電路、放大器和電平比較器，主要功能是交直流放大和檢波，是音頻電平拾取電路的組成部分。伴音檢測(cè)電路的主要作用是對(duì)輸入伴音信號(hào)幅度高低的檢測(cè)，判斷是否存在故障，并根據(jù)輸出電壓變化來(lái)判斷控制電路工作情況，其中U4和U2A是輸出電路。

2.3報(bào)警電路

報(bào)警電路中的延時(shí)電路的作用是，為判斷是否發(fā)生故障留出時(shí)間，如果信號(hào)正常則伴音信號(hào)經(jīng)U1放大檢波生成與原來(lái)音頻信號(hào)大小成正比的直流電壓，U2A輸出高電平，U2B和U2C輸出地點(diǎn)批評(píng)，如果U2B與U2C為低電平且有音頻信號(hào)輸入，則輸出端保持低電壓，避免節(jié)目停頓，如果電路沒(méi)有輸出控制信號(hào)，則表示信號(hào)正常。

如果電路信號(hào)不正常，U1內(nèi)部直流電壓會(huì)減小或者是零，比較器呈現(xiàn)高電位并順序關(guān)閉，U2A輸出會(huì)突跳為低電平，由于存在C2和C3，所以U2B和U2C輸入端電壓不會(huì)立刻降低，兩個(gè)電容利用電阻對(duì)地進(jìn)行放電，當(dāng)U2B-5-6和U2C-9的電壓下降到2/3VCC時(shí)，U2B、U2C電路翻轉(zhuǎn)并輸出高電平，此時(shí)延時(shí)完成。因?yàn)镽3和R4取值不同，因此完成延時(shí)會(huì)有時(shí)差存在，第一個(gè)延時(shí)是為了停滯切換電路動(dòng)作，第二個(gè)是為了完成報(bào)警。

3.多路電視循環(huán)切換監(jiān)控電路的調(diào)整與安裝

3.1多路電視循環(huán)切換監(jiān)控電路的調(diào)整

切換電路的調(diào)整：通過(guò)改變電阻R13來(lái)控制U5的輸出頻率在1-20Hz范圍內(nèi)變化，從而對(duì)切換時(shí)間間隔進(jìn)行控制。時(shí)間周期的計(jì)算公式為t=2.3RC，通常約為20s。單穩(wěn)觸發(fā)脈沖電路中決定脈沖寬度的是C6和R15，根據(jù)上面的公式可以計(jì)算其值，通常選定電容值后，通過(guò)改變電阻值來(lái)調(diào)整脈沖寬度，但要注意脈沖寬度不要太大，否則可能會(huì)出現(xiàn)跳臺(tái)現(xiàn)象。

音頻檢測(cè)電路的調(diào)整：使用LM3915可以使調(diào)整更加便捷，音頻信號(hào)通過(guò)R4接入5，調(diào)整機(jī)頂盒音量鍵和R4并觀察LED發(fā)光管點(diǎn)亮情況，當(dāng)?shù)谄邆€(gè)發(fā)光管點(diǎn)亮?xí)r說(shuō)明輸入了合適的伴音電平幅度。

延時(shí)電路的調(diào)整：延時(shí)電路主要由R6、C2和R9、C3構(gòu)成，使用t =2.3RC計(jì)算時(shí)間，調(diào)整方法為關(guān)閉音量，設(shè)置兩個(gè)電阻值，然后檢測(cè)U2B和U2C輸出端電位值，低電位表示處于延時(shí)時(shí)段，高電位表示延時(shí)完成。

3.2多路電視循環(huán)切換監(jiān)控電路的安裝

電路中電阻都采用1/8W，其他元件可使用其他型號(hào)替代，安裝中只要焊接不出現(xiàn)錯(cuò)誤，再經(jīng)過(guò)細(xì)微的調(diào)整就可以正常使用。電路可以安裝在機(jī)頂盒內(nèi)或者受控監(jiān)視器內(nèi)，供電電源可直接使用機(jī)內(nèi)電源，值為+12V。機(jī)頂盒或受控監(jiān)視器的音頻輸出接入電路的A-IN口，機(jī)頂盒或受控監(jiān)視器的頻道上下調(diào)節(jié)鍵電路分別于S2的CH+和CH-連接。

4.結(jié)束語(yǔ)

綜上所述，多路電視循環(huán)切換監(jiān)控電路可以有效解決電視墻的一系列弊端，而且電路設(shè)計(jì)比較簡(jiǎn)單，電路中均使用普通元器件，實(shí)現(xiàn)了多路電視視頻的循環(huán)往復(fù)的切換，降低了值班員的工作強(qiáng)度，同時(shí)設(shè)計(jì)了伴音監(jiān)控電路和報(bào)警電路，使監(jiān)控電路更加完善。 [科]

【參考文獻(xiàn)】

[1]許建偉，徐永革，范玉文.多路電視循環(huán)切換監(jiān)控電路設(shè)計(jì)，電子制作，2014，（01）.